下载文档原格式
电容式振动传感器谐波失真自检测接口ASIC设计刘晓为;尹亮;陈伟平;王庆一;周治平【摘要】为实现电容式振动传感器的谐波失真测量,针对电容式振动传感器表头设计出一种开关电容型接口ASIC芯片,采用相同电极分时复用的方法,从而避免电容敏感与静电力反馈的馈通现象.对传感器敏感电容上下极板与中间质量块间的杂散电容导致的谐波失真进行了原理分析,可知传感器二次谐波与寄生电容成正比,三次谐波与寄生电容无关.提出采用电容阵列补偿、静电力平衡反馈式闭环电路结构进行传感器谐波失真抑制,并基于静电力原理提出一种新的电容式振动传感器谐波失真自检测方法,该方法无需精密振动台,仅需要低失真度电压信号源.实际测试结果显示,谐波失真检测精度可达到-83 dB.ASIC芯片采用2 μm CMOS工艺流片,刻度因子为1.2 V/g(g为重力加速度,g=9.8 m/s2),量程为±2g,噪声密度为3×10-6g/Hz,静态功耗为40 mW.测试结果证明,该电路达到高精度微加速度计系统设计要求,可以应用到地震监测、石油勘探等领域中.【期刊名称】《纳米技术与精密工程》【年(卷),期】2010(008)006【总页数】8页(P537-544)【关键词】振动传感器;谐波失真;开关电容;专用集成电路(ASIC)【作者】刘晓为;尹亮;陈伟平;王庆一;周治平【作者单位】哈尔滨工业大学MEMS中心,哈尔滨,150001;微系统与微结构教育部重点实验室,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学MEMS中心,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学MEMS中心,哈尔滨,150001;微系统与微结构教育部重点实验室,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学MEMS中心,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学MEMS中心,哈尔滨,150001【正文语种】中文【中图分类】TN492微机械电容式振动传感器与传统地震检波器相比，具有噪声低、动态范围大等特点，在地震检波器中已广泛使用.微机械电容式振动传感器中电容检测接口ASIC(专用集成电路)芯片一直是国际研究热点，其中对ASIC芯片的噪声特性[1-3]、多轴检测[4-6]和芯片稳定性[7-8]等已进行深入的研究，但缺少对电容式振动传感器谐波失真原理的分析，而该参数是MEMS检波器优越于传统模拟速度检波器的最大区别.其次，提高电容式振动传感器的谐波失真测试精度一直是一个国际上的难题.目前国内的低频标准振动台的谐波失真(约-60 dB)远远高于电容式振动传感器的谐波失真(理论值-100 dB以下)，无法对电容式振动传感器的谐波失真参数进行准确标定.美国IO公司SYSTEM FOUR数字检波器、法国SERSEL公司的DSU3数字检波器的最低谐波失真皆为-90 dB，其主要原因是标定用的高质量振动台自身产生的谐波失真就接近-100 dB，限制了对电容式振动传感器谐波失真的检测能力[9-10].本文在上述背景下，针对电容式振动传感器设计出一种开关电容接口ASIC芯片，并对振动传感器敏感表头中杂散电容在传感器谐波失真参数引起的影响进行了理论分析，提出采用电容阵列补偿、闭环静电力平衡方法进行谐波失真抑制.针对谐波失真参数难以标定的现状，提出一种新的静电力谐波失真检测方法.该方法无需精密振动台即可进行电容式振动传感器的谐波失真自检测分析，实际测试结果显示：谐波失真测量可达到-83 dB.1 工作原理图1是振动传感器敏感表头结构，该结构由3层半导体材料组成.上下两层镀有金属电极，中间为质量体，其表面也有金属电极，上中下3层构成两个电容器CS1、CS2，其中CP1、CP2为电极间的杂散电容.当外界加速度ain发生变化时，中间质量块将垂直与上下盖板产生位移，从而导致电容CS1、CS2发生变化，通过检测上述两电容的变化，可以间接测量出外界加速度信号.上下电极分别施加正负电源电压+VS、-VS，通过电容检测电路将中间质量块的位移转换为电压输出Vf，同时将Vf反馈到质量块上，其闭环工作原理如图2所示.图2中d为电容两极板间距；ε为机械电容的介电系数；A为机械电容极板面积；Cf为电荷敏感放大器的电荷敏感电容；AV为接口电路的开环放大倍数.图1 闭环振动传感器敏感表头结构图2 闭环振动传感器静电力反馈原理框图当系统稳定时，在质量块上施加的反馈静电力近似等于输入加速度ain与质量块质量M的乘积，即(1)当系统的开环增益较大时，质量块的位移可以近似为零.近似认为CS1=CS2=CS，从而闭环电容振动传感器的刻度因子为(2)式中：CS为静态电容；VS为电源电压.2 电容式振动传感器谐波失真原理分析2.1 电容式振动传感器开环模式谐波失真分析电容式振动传感器接口电路原理如图3所示.当开关S7始终断开时，传感器为开环模式，得到开环检测电压输出为(3)式中：VOS为极板间非对称杂散电容导致的输出失调电压；Δd为振动信号输入引起的质量块位移；A0为开环增益.由于上下极板与中间质量块间存在非对称的杂散电容，导致位置敏感电压输出产生失调，如式(3)所示.当输入加速度信号较小时，即Δd较小时，可以近似认为Δd≈ainM/k.当输入ain为aINcos ωt时，三次谐波失真为(4)式中：k为传感器刚度；ωn为传感器无阻尼固有谐振频率.由式(4)可见，开环模式下传感器输出的谐波失真与寄生电容影响无关.然而高动态范围的电容式振动传感器通常情况下采用高灵敏度的机械表头，即相同加速度信号输入时质量块位移Δd较大，导致位移Δd与ain呈非线性关系，使谐波失真加剧.由于上述原因，高动态范围的振动传感器采用闭环工作模式.图3 电容式振动传感器接口ASIC芯片原理框图2.2 电容式振动传感器静电力闭环谐波失真分析当模拟开关S7工作时，传感器为闭环工作模式.振动传感器通过闭环静电力减小了质量块的位移Δd，提高了位移Δd与ain的线性度，降低了传感器的谐波失真.机械敏感电容的中间质量块相对中间位置发生位移时，其产生的反馈静电力为(5)式中：af为反馈等效加速度.将式(3)代入式(5)，由于传感器工作于闭环模式，因此Δd<<d，近似忽略高次项，可以近似认为Δd≈aeM/k，其中ae为反馈静电力等效的质量块加速度值，得到反馈等效加速度信号为(6)式中对af采用了泰勒展开，由于传感器为闭环结构，ae较小，因此忽略了ae的高阶项.闭环振动传感器的非线性输出反馈原理如图4(a)所示，当系统失调c0相对较小时，闭环反馈系统的输出计算函数(将af表示为ain的级数形式，并忽略高次项，结合模型1并利用系数对比)可以得到(7)根据式(3)、式(7)及图4(b)原理，得到输出电压为Vf≈γ0+γ1(aIN-af)=(8)根据图2所示的电容式闭环振动传感器工作原理，若输入信号为aINcos ωt，根据式(2)、式(8)及表1的振动传感器表头和电路参数，得出二次谐波失真为(9)三次谐波失真为(10)式中CP为寄生电容|CP1-CP2|(见图1).将表1参数代入式(9)和式(10)可知：传感器输出的三次谐波失真与传感器的寄生电容无关，当输入加速度幅值aIN小于±0.2g(g为重力加速度，g=9.8 m/s2)时，三次谐波失真将小于-100 dB.传感器输出的二次谐波失真与传感器的寄生电容有关，由于开环增益A0过大导致稳定性问题，电源电压受集成电路工艺限制，因此消除二次谐波失真最简单的方法是减小VOS，即消除极板间的非对称杂散电容CP.当采用电容阵列补偿方法(该方法详细描述见第3.2节)将杂散电容CP匹配至小于0.001CS时，其电容式振动传感器的二次谐波失真理论上将小于-120 dB.图4 电容式闭环振动传感器非线性反馈原理表1 电容式振动传感器表头及电路参数物理量数值静态电容CS/pF150质量块质量M/mg40传感器刚度k/(N·m-1)4000极板间距d/μm2电荷放大器反馈电容Cf/pF5位移电压转换系数A0200电源电压VS/V53 谐波失真自检测ASIC芯片设计3.1 电容式振动传感器接口ASIC芯片原理设计电容式振动传感器接口ASIC芯片原理如图3所示.电路采用调制解调、分时复用检测电极方式完成静电力平衡电容振动传感器的工作过程.电容检测电路采用CMOS开关电容检测方式有效提高电荷检测能力，利用大面积输入P管、相关双采样等电路结构降低电荷放大器的1/f低频噪声；利用PID反馈控制结构提高系统稳定性.其模拟开关的工作时序如图5所示，各个开关周而复始地执行该工作时序，完成电容式振动传感器的闭环工作过程.芯片整个工作周期T包括4个时间相位：放大器误差拾取相位(P1)、电荷放大器准备相位(P2)、电荷采样相位(P3)和静电力闭环反馈相位(P4).图5 闭环振动传感器ASIC芯片工作时序不同相位下的电路结构如图6所示.在相位P1，电荷放大器将失调电压与低频噪声电压(通称为误差电压Vn)施加于节点Vx，此时该节点的电荷量为Qx=(Vx-VS)CS1+(Vx+VS)CS2(11)在相位P2，开关S6断开，电荷放大器处于电荷检测准备状态，其节点Vx的电荷量与相位P1时相同.在相位P3，机械敏感电容CS1、CS2的驱动端接地，节点Vx 的电荷量保持不变，此时节点Vx的电荷总量满足方程Vn(CS1+CS2)+(Vn-VOUT)Cf=(Vn-VS)CS1+(Vn+VS)CS2(12)此时电荷放大器输出电压Vout被保持到采样电容CH，则Vout电压幅值为(13)在时钟相位P3，电路完成振动传感器机械表头电容量变化的检测.在时钟相位P4，开关S5、SH断开、S7闭合，电路结构如图6(d)所示，采样保持电压Vhold通过PID电路反馈至机械表头质量块Vx处，从而实现静电力反馈.然后，时序从时钟相位P1重新开始，并无限循环下去.本方案对机械表头质量块采用分时复用(检测、反馈分时)原理，减小电容检测、静电力反馈之间的馈通现象，实现振动传感器的静电力闭环反馈工作.图6 ASIC芯片中模拟开关工作原理3.2 电容阵列失调补偿工作原理考虑电容式振动传感器的寄生电容时，实际电路如图7所示.当输入加速度信号为0时，开关SA1、SA2断开，CS1=CS2，CP1-CP2=CP≠0时，电容敏感检测电路输出产生失调电压，由于反馈是通过PID电路进行的，积分器的作用将迫使电压节点Vhold = 0，即静电力反馈将迫使质量块位置发生变化Δd，使得CS2-CS1= CP，当Δd较小时，可以近似认为Δd≈afM/k.此时电路节点Vf的输出失调为(14)此时的VOS造成了式(9)所示的传感器输出二次谐波失真.为消除寄生电容造成的二次谐波失真，采用电容阵列进行补偿，即将阵列CA1或阵列CA2并列连接于CS1或CS2上，使得当输入aIN为0时，CS1+CP1+CA1=CS2+CP2+CA2，消除电容振动传感器的输出失调VOS.3.3 谐波失真自检测工作原理采用周期施加静电力的方法等效输入加速度信号，从而进行电容式振动传感器的谐波失真检测，该方法可以避免高精度振动台的使用，其检测原理如图3所示，在接口电路的PID反馈控制结构Vin处施加自检测电压VT，该信号经PI电路传输至模拟开关S7输入端，模拟开关按数字时序分别闭合S5、S7，分别进行质量块位置检测、静电力平衡负反馈、自检测静电力施加功能，整个周期T小于100μs(采样频率fs大于10 kHz).其自检测电压为低频正弦电压信号(信号频率fs<100 Hz).中间电极对输入自检测信号的采样结果为(15)式中τ为模拟开关S7在单位周期T内闭合的时间.对式(15)进行傅里叶变换，结果为(16)式中ωs=2πfs.根据工作时序图5，为常数并不引入失真项.此外，根据抽样原理，电路采样频率fs远大于奈奎斯特采样频率，不会出现频谱混叠现象，并可重现输入信号的频谱特性.传感器开环工作时，在量程范围内Δd<0.05d，系统环路增益>5，因此传感器闭环工作时Δd<0.01d，其施加自检测静电力近似为(17)图7 电容阵列失调补偿工作原理由电路原理(图3)可知，反馈结构采用的是PID反馈结构，因此节点Vhold的直流电压应为0，可近似认为(18)将式(18)带入式(17)，得到自检测等效输入加速度幅值aIN及电压输出Vhold分别为(19)(20)式中L为传感器的环路增益，其传感器输出Vhold二次谐波失真为(21)该方法产生的等效加速度信号如式(19)所示，由于所施加的自检测电压信号与等效加速度信号呈非线性关系，因此该自检测信号本身就存在谐波失真，影响最终测试精度.且由式(21)可知：自检测静电力的二次谐波与输入自检测电压VT、杂散电容CP成正比，三次谐波可近似忽略.根据式(19)～式(21)，要提高传感器谐波失真的自检测精度，可通过提高电源电压VS，或采用电容阵列补偿杂散电容CP来实现.4 测试结果与分析电容式振动传感器接口ASIC芯片采用2 μm模拟CMOS工艺，实际芯片照片如图8所示，芯片面积为4.2 mm×3.8 mm.电容式振动传感器的混合封装如图9所示，机械敏感部分采用瑞士COLIBRYS公司SF1500传感器的真空封装电容式机械表头.图8 电容式振动传感器接口ASIC芯片照片图9 电容式振动传感器混合封装测试照片4.1 电容式振动传感器性能测试电容式振动传感器在实验室条件下的性能测试结果如表2所示.测试噪声时，将振动传感器悬挂并处于0g状态进行减震，并采用动态分析仪HP35670A进行噪声频谱测试，其噪声频谱如图10所示.表2 电容式振动传感器测试结果静态功耗/mW刻度因子/(V·g-1)噪声密度/Hz-12量程401.23×10-6g±2g图10 电容式振动传感器噪声频谱4.2 谐波失真自检测功能测试在实验室测试环境下，采用动态分析仪HP35670A进行传感器谐波失真测试，电容传感器电源采用±5 V，传感器实际使用时的量程为±0.2g，对应输出电压为±240 mV.利用HP35670A的信号源输出40 Hz、480 mVpp正弦电压信号(等效0.4gpp加速度输入信号)，该信号源的谐波失真为-90 dB，将该信号输出施加于电容式振动传感器自检测输入端，其传感器输出频谱如图11所示.图11(a)和图11(b)分别对应敏感电容偏差2%、20%时传感器输出谐波失真.由图11可知，二次谐波清晰可见，且电容偏差较大时，二次谐波也较大，其中三次谐波已被传感器输出噪声所淹没，对传感器谐波失真影响较小，可近似忽略，符合第3.3节的分析.表3描述了不同电容偏差导致的二次谐波理论值(据式(21)计算所得)与实测值的对比，由于信号源的谐波失真为0.003%，导致传感器实测值略高于理论值0.006%，而二次谐波与电容偏差呈线性关系且斜率相同，符合式(21)的分析.图11 电容失调导致的电容传感器谐波失真测试结果图12为不同幅值加速度信号输入的传感器输出频谱，输入幅值分别为240 mVpp、480 mVpp，对应输入等效加速度信号为0.1g、0.2g.谐波失真测试结果分别为-83 dB、-79 dB，二次谐波为主要谐波分量，输入信号幅值增加一倍，二次谐波失真约增加一倍，说明传感器二次谐波与输入幅值呈线性关系，符合式(21)的分析.表3 不同电容偏差下二次谐波理论值和实测值对比电容偏差CP/CSHD2理论值/%HD2实测值/%0.010.00150.0070.020.0030.0090.040.0060.0120.060.0090.0150.200.0300 .042图12 电容式振动传感器谐波失真测试频谱根据上述测试结果可知：(1)针对电容式振动传感器表头设计出一种基于静电力平衡原理的开关电容式接口ASIC芯片，该芯片对传感器表头中间检测电极分时进行静电力反馈、质量块位置检测功能.整体ASIC芯片采用自动清零、相关双取样、闭环反馈等方式抑制CMOS芯片噪声，最终与表头匹配后的噪声密度为3×10-6g/.(2)利用静电力自检测原理可以完成传感器谐波失真自检测，该方法无需精密振动台，通过周期施加静电力、并调整电容阵列的原理，谐波失真检测精度达到-83 dB，与理论分析基本相符.5 结语对闭环电容式振动传感器的谐波失真进行了理论分析，认为电容敏感结构间的杂散电容将导致位置检测输出失调，从而出现谐波失真现象.设计了一种电容式振动传感器接口ASIC芯片，芯片采用2 μm CMOS工艺实现，测试结果表明，与真空封装电容表头匹配后，刻度因子为1.2 V/g，噪声密度为3×10-6g /.芯片采用电容阵列、闭环结构进行谐波失真抑制，理论分析谐波失真可降至-120 dB.利用静电力原理，提出一种电容式振动传感器谐波失真自检测方法，提供了理论分析结果.在等效输入信号为0.4gpp时，检测精度达到-83 dB，与理论分析结果相符.【相关文献】[1] Amini Babak Vakili, Abdolvand Reza, Ayazi Farrokh. A 4.5-mW closed-loop ΔΣ micro-gravity CMOS SOI accelerometer [J]. IEEE J Solid-State Circuits, 2006, 41(12): 2983-2991.[2] Aaltonen L, Halonen K. Continuous-time interface for a micromachined capacitive accelerometer with NEA of 4 μg and bandwidth of 300 Hz [J]. Sensors and ActuatorsA:Physical, 2009, 154(1): 46-56.[3] Kulah H, Chae J, Najafi K. Noise analysis and characterization of a sigma-delta capacitive microaccelerometer [J]. IEEE J Solid-State Circuits, 2006, 41(2):352-361.[4] Rödjegård Henrik, Lööf Anders. A differential charge-transfer readout circuit for multiple output capacitive sensors [J]. Sensors and Actuators A:Physical, 2005, 119(2): 309-315.[5] Takao H, Fukumoto H. A CMOS integrated three-axis accelerometer fabricated with commercial sub-micrometer CMOS technology and bulk-micromachining [J]. IEEE Transactions on Electron Devices, 2001, 48(9): 1961-1968.[6] 潘武，张昱.力平衡式三轴微加速度计的设计与分析[J].纳米技术与精密工程， 2006， 4(2)：141-145.Pan Wu, Zhang Yu.Design and analysis of a three-axis micro accelerometer with force balance feedback[J]. Nanotechnology and Precision Engineering, 2006, 4(2): 141-145(in Chinese).[7] Kulah H, Salian A, Yazdi N, et al. A 5 V closed-loop second-order sigma-delta micro-gmicro accelerometer [C]// Proc Solid-State Sensors and Actuators Workshop. Hilton Head, SC, 2002:219-222.[8] Yin L, Chen W P, Liu X W, et al. CMOS interface circuit for closed-loop accelerometer [J]. Optics and Precision Engineering, 2009, 17(6):1311-1315.[9] Gannon J C, McMahon M G, Pham H T, et al. A seismic test facility [C]// Meeting of the Society of Exploration Geophysicists. New Orleans, LA, 1999.[10] Goldberg H, Gannon J, Marsh J, et al. An extremely low-noise MST accelerometer using custom ASIC circuitry [C]// Proceedings of Sensor Expo Fall 2000. Detroit, MI, 2000: 479-482.。
消除电容传感器寄生电容干扰的几种方法摘要: 电容传感器结构简单,分辨率高,但寄生电容的存在严重影响了其工作特性,文章分析了寄生电容存在的原因,采用驱动电缆技术、运算放大器驱动技术、整体屏蔽技术、集成组合技术可有效减小寄生电容,提高传感器的性能。
关键词：电容传感器;寄生电容;干扰;驱动电缆技术;整体屏蔽技术1 前言---电容式传感器具有温度稳定性好,结构简单,适应性强,动态响应好等优点,广泛应用于位移、振动、液位、压力等测量中[1],但由于电容式传感器的初始电容量很小,而连接传感器与电子线路的引线电缆电容、电子线路的杂散电容以及传感器内极板与周围导体构成的电容等所形成的寄生电容却较大,不仅降低了传感器的灵敏度,而且这些电容是随机变化的,使得仪器工作很不稳定,影响测量精度,甚至使传感器无法工作,必须设法消除寄生电容对传感器的影响。
2 消除电容传感器寄生电容的方法2.1 增加初始电容值---采用增加初始电容值的方法可以使寄生电容相对电容传感器的电容量减小。
可采用减小极片或极筒间的间距,如平板式间距可减小为0.2mm,圆筒式间距可减小为0.15mm,增加工作面积或工作长度来增加原始电容值,但此种方法要受到加工和装配工艺、精度、示值范围、击穿电压等限制,一般电容变化值在10-3～103pF之间。
2.2 集成法[2]---将传感器与电子线路的前置级装在一个壳体内,省去传感器至前置级的电缆,这样,寄生电容大为减小而且固定不变,使仪器工作稳定。
但这种做法因电子元器件的存在而不能在高温或环境恶劣的地方使用。
也可利用集成工艺,把传感器和调理电路集成于同一芯片,构成集成电容传感器。
2.3 采用“驱动电缆”技术---在压电传感器和放大器之间采用双层屏蔽电缆,并接入增益为1的驱动放大器,这种接法使得内屏蔽与芯线等电位,消除了芯线对内屏蔽的容性漏电,克服了寄生电容的影响,而内外层之间的电容变成了驱动放大器的负载,因此,驱动放大器是一个输入阻抗很高,具有容性负载,放大倍数为1的同相放大器。
电容传感器寄生电容干扰的产生原因及消除方法分析了电容传感器寄生电容存在的主要原因，以及消除寄生电容干扰的几种方法：主要采用驱动电缆技术、运算放大器驱动技术、整体屏蔽技术、集成组合技术来减小寄生电容，以提高传感器的性能。
电容式传感器具有结构简单，灵敏度高，温度稳定性好，适应性强，动态性能好等一系列优点，目前在检测技术中不仅广泛应用于位移、振动、角度、加速度等机械量的测量，还可用于液位、压力、成份含量等热工方面的测量中。
但由于电容式传感器的初始电容量很小，一般在皮法级，而连接传感器与电子线路的引电缆电容、电子线路的杂散电容以及传感器内极板与周围导体构成的电容等所形成的寄生电容却较大，不仅降低了传感器的灵敏度，而且这些电容是随机变化的，使得仪器工作很不稳定，从而影响测量精度，甚至使传感器无法正常工作，所以必须设法消除寄生电容对电容传感器的影响。
以下对消除电容传感器寄生电容的几种方法进行分析。
增加初始电容值法采用增加初始电容值的方法可以使寄生电容相对电容传感器的电容量减小。
由公式C0=ε0·εr·A/d0可知，采用减小极片或极筒间的间距d0，如平板式间距可减小为0.2毫米，圆筒式间距可减小为0.15毫米;或在两电极之间覆盖一层玻璃介质，用以提高相对介电常数，通过实验发现传感器的初始电容量C0不仅显著提高了，同时也防止了过载时两电极之间的短路;另外，增加工作面积A或工作长度也可增加初始电容值C0。
不过，这种方法要受到加工工艺和装配工艺、精度、示值范围、击穿电压等的限制，一般电容的变化值在10-3～103pF 之间。
采用“驱动电缆”技术，减小寄生电容如图1所示：在压电传感器和放大器A之间采用双层屏蔽电缆，并接入增益为1的驱动放大器，这种接法可使得内屏蔽与芯线等电位，进而消除了芯线对内屏蔽的容性漏电，克服了寄生电容的影响，而内外层之间的电容Cx变成了驱动放大器的负载，电容传感器由于受几何尺寸的限制，其容量都是很小的，一般仅几个pF到几十pF。
各种电容的工作原理及应用1. 电容的工作原理电容是一种存储电荷的器件，由两个平行的导体板（电极）组成，中间有绝缘材料（电介质）隔开。
电容器的工作原理基于电荷积累和电场的作用。
当电压施加在电容器的两个电极上时，电荷会在两个电极之间积累，并且会在电场的作用下产生电位差。
根据电容的式子Q=CV，其中C表示电容量，V表示电压，Q表示储存的电荷量。
可见，电容的工作原理与电荷的积累和储存有关。
2. 电容的应用2.1 电子电路中的应用电容在电子电路中有广泛的应用，以下是一些常见的应用场景：•滤波器：电容器可以被用作滤波器元件，根据电容对不同频率的电信号通过的特性，可以实现对电路中杂散噪声和干扰信号的滤波作用。
•隔直：电容器可以阻止直流信号通过，而对交流信号允许通过。
这一特性被广泛应用于直流电源隔直、交流信号的耦合等电路中。
•信号耦合：电容器可以用于两个电路之间的信号传递，使得低频信号通过，而阻断直流信号传递。
这样可以实现在不同电路之间的信号耦合，常见的应用是音频放大器中的输入和输出耦合。
•计时器：电容的充放电特性可以用于实现计时功能，例如在微控制器中使用RC电路实现简单的计时器。
•电源稳压：电容可以被用作电源稳压电路中的储能元件，通过电容的电荷积累，可以在短时间内提供额外的电流，保持电路工作的稳定性。
2.2 通信应用•天线调谐器：电容可以用于调谐天线的频率，使得天线能够接收到特定频率的无线信号。
•射频阻抗匹配：电容可以被用作射频电路中的阻抗匹配元件，确保信号的有效传输和匹配。
2.3 电力系统应用•电力电容器：电容器被广泛用于电力系统中，用于功率因数校正、电流稳定、电压调节等功能。
电容器可以通过吸收和释放电能来调整电力系统中的功率因数，提高电力系统的效率。
•气体绝缘电容器：气体绝缘电容器由两个金属电极和气体绝缘材料组成，主要用于高压和大容量的电力传输和电力系统中的电能储存。
3. 不同类型电容的应用3.1 陶瓷电容•应用场景：陶瓷电容器广泛用于电子电路中的耦合、绕组、隔直、滤波等应用场景。
电容器与电容的应用电容器是一种能够储存电能的装置，它的基本构成包括两个带电极板之间的绝缘介质。
通过在电容器两端施加电压，可以将电量储存在电场中。
电容器广泛应用于各个领域，对人们的生活和工作起着重要的作用。
一、电容器在电子领域的应用1. 滤波电容器：在电子电路中，滤波电容器用于消除电源波动和电磁干扰，保证电流的稳定。
滤波电容器能够滤除电源中的高频噪声和杂波，为设备提供干净的电力。
2. 耦合电容器：在放大器电路中，耦合电容器用于将输入信号与输出信号之间的交流分离，使得放大器可以放大所需的信号。
耦合电容器能够传输交流信号，同时阻断直流信号的传输。
3. 高频电容器：在射频电路中，高频电容器用于储存和传输高频信号。
由于高频信号的特殊性，需要选择具有较低阻抗和较高响应速度的高频电容器，以确保信号的准确传输。
4. 蓄电池电容器：电容器能够快速储存和释放电能，因此在需要快速响应和高输出功率的系统中广泛应用，如电动汽车和助力器件等。
二、电容器在通信领域的应用1. 信号处理电容器：通信设备中经常使用电容器进行信号处理，例如去除杂散信号、平滑波形和隔离不同电路之间的干扰。
信号处理电容器能够提高信号的质量和可靠性。
2. 隔直电容器：在电话线路中，隔直电容器用于隔离交流信号和直流信号。
直流信号可以通过隔直电容器转移，而交流信号则可以继续传输，提高通信质量。
3. 慢充电容器：在通信基站中，慢充电容器用于储存电能，以备不时之需。
这些电容器能够在电网电压稳定时慢慢充电，在电网电压不稳定或中断时提供应急电力支持。
三、电容器在能源领域的应用1. 功率电容器：在输电和配电系统中，功率电容器用于提高电能的功率因数，减少输电损耗和提高电网效率。
功率电容器能够补偿电路中的无功功率，提高电网功率的有效利用。
2. 能量储存电容器：随着可再生能源的发展，能量储存成为关键技术。
电容器作为能量储存装置之一，具有高效、快速响应和长寿命的特点，在可再生能源领域具有广泛应用前景。
由电路中的导体如：连接导线、元件引线、元件本体等呈现出来的等效电感是杂散电感.
最近在测试电容时，发现电容器的感性对高频电路产生巨大的影响，那杂散电感和寄生电感的区别？
最佳答案检举
分布电容：必须注意到的是，不只是电容器中才具有电容，实际上两导体之间都存在电容。
例如，两根传输线之间，每跟传输线与大地之间，都是被空气介质隔开的，所以，也都存在着电容。
一般情况下，这个电容值很小，它的作用可忽略不计，如果传输线很长或所传输的信号频率高时，就必须考虑这电容的作用，另外在电子仪器中，导线和仪器的金属外壳之间也存在电容。
上述这些电容通常叫做分布电容，虽然它的数值很小，但有时却会给传输线路或仪器设备的正常工作带来干扰。
寄生的含义就是本来没有在那个地方设计电容，但由于布线构之间总是有互容，互感就好像是寄生在布线之间的一样，所以叫寄生电容。
寄生电容一般是指电感，电阻，芯片引脚等在高频情况下表现出来的电容特性。
实际上，一个电阻等效于一个电容，一个电感，和一个电阻的串连，在低频情况下表现不是很明显，而在高频情况下，等效值会增大，不能忽略。
在计算中我们要考虑进去。
ESL就是等效电感，ESR就是等效电阻。
不管是电阻，电容，电感，还是二极管，三极管，MOS管，还有IC，在高频的情况下我们都要考虑到它们的等效电容值，电感值。
电容器的寄生作用与杂散电容zhenglixin 发表于 2005-5-7 9:29:00电容器的寄生作用问：我想知道如何为具体的应用选择合适的电容器，但我又不清楚许多不同种类的电容器有哪些优点和缺点?答：为具体的应用选择合适类型的电容器实际上并不困难。
一般来说，按应用分类，大多数电容器通常分为以下四种类型(见图14.1)：·交流耦合，包括旁路(通过交流信号，同时隔直流信号)·去耦(滤掉交流信号或滤掉叠加在直流信号上的高频信号或滤掉电源、基准电源和信号电路中的低频成分)·有源或无源RC滤波或选频网络·模拟积分器和采样保持电路(捕获和储存电荷)尽管流行的电容器有十几种，包括聚脂电容器、薄膜电容器、陶瓷电容器、电解电容器，但是对某一具体应用来说，最合适的电容器通常只有一两种，因为其它类型的电容器，要么有的性能明显不完善，要么有的对系统性能有“寄生作用”，所以不采用它们。
问：你谈到的“寄生作用”是怎么回事?答：与“理想”电容器不同，“实际”电容器用附加的“寄生”元件或“非理想”性能来表征，其表现形式为电阻元件和电感元件，非线性和介电存储性能。
“实际”电容器模型如图14.2所示。
由于这些寄生元件决定的电容器的特性，通常在电容器生产厂家的产品说明中都有详细说明。
在每项应用中了解这些寄生作用，将有助于你选择合适类型的电容器。
图14.2 “实际”电容器模型问：那么表征非理想电容器性能的最重要的参数有哪些?答：最重要的参数有四种：电容器泄漏电阻RL(等效并联电阻EPR)、等效串联电阻(ESR)、等效串联电感(ESL)和介电存储(吸收)。
电容器泄漏电阻，RP：在交流耦合应用、存储应用(例如模拟积分器和采样保持器)以及当电容器用于高阻抗电路时，RP是一项重要参数，电容器的泄漏模型如图1 4.3所示。
图14.3 电容器的泄漏模型理想电容器中的电荷应该只随外部电流变化。
然而实际电容器中的RP使电荷以R C时间常数决定的速率缓慢泄漏。
电解电容器(钽电容器和铝电容器)的容量很大，由于其隔离电阻低，所以漏电流非常大 (典型值5～20nA/μF)，因此它不适合用于存储和耦合。
最适合用于交流耦合及电荷存储的电容器是聚四氟乙烯电容器和其它聚脂型(聚丙烯、聚苯乙烯等)电容器。
等效串联电阻(ESR)，R ESR ：电容器的等效串联电阻是由电容器的引脚电阻与电容器两个极板的等效电阻相串联构成的。
当有大的交流电流通过电容器，R ESR 使电容器消耗能量(从而产生损耗)。
这对射频电路和载有高波纹电流的电源去耦电容器会造成严重后果。
但对精密高阻抗、小信号模拟电路不会有很大的影响。
R ESR 最低的电容器是云母电容器和薄膜电容器。
等效串联电感(ESL)，L ESL ：电容器的等效串联电感是由电容器的引脚电感与电容器两个极板的等效电感串联构成的。
像R ESR 一样，L ESL 在射频或高频工作环境下也会出现严重问题，虽然精密电路本身在直流或低频条件下正常工作。
其原因是用子精密模拟电路中的晶体管在过渡频率(transition freque ncie s)扩展到几百兆赫或几吉赫的情况下，仍具有增益，可以放大电感值很低的谐振信号。
这就是在高频情况下对这种电路的电源端要进行适当去耦的主要原因。
电解电容器、纸介电容器和塑料薄膜电容器不适合用于高频去耦。
这些电容器基本上是由多层塑料或纸介质把两张金属箔隔开然后卷成一个卷筒制成的。
这种结构的电容具有相当大的自感，而且当频率只要超过几兆赫时主要起电感的作用。
对于高频去耦更合适的选择应该是单片陶瓷电容器，因为它们具有很低的等效串联电感。
单片陶瓷电容器是由多层夹层金属薄膜和陶瓷薄膜构成的，而且这些多层薄膜是按照母线平行方式排布的，而不是按照串行方式卷绕的。
单片陶瓷电容的不足之处是具有颤噪声(即对振动敏感)，所以有些单片陶瓷电容器可能会出现自共振，具有很高的Q值，因为串联电阻值及与其在一起的电感值都很低。
另外，圆片陶瓷电容器，虽然价格不太贵，但有时电感很大。
问：在电容器选择表中，我看到“损耗因数”这个术语。
请问它的含义是什么?答：好。
因为电容器的泄漏电阻、等效串联电阻和等效串联电感，这三项指标几乎总是很难分开，所以许多电容器制造厂家将它们合并成一项指标，称作损耗因数(disspat ion factor)，或DF，主要用来描述电容器的无效程度。
损耗因数定义为电容器每周期损耗能量与储存能量之比。
实际上，损耗因数等于介质的功率因数或相角的余弦值。
如果电容器在关心频带范围的高频损耗可以简化成串联电阻模型，那么等效串联电阻与总容抗之比是对损耗因数的一种很好的估算，即DF≈ωR ESR C还可以证明，损耗因数等于电容器品质因数或Q值的倒数，在电容器制造厂家的产品说明中有时也给出这项指标。
介质吸收，R DA ，C DA ：单片陶瓷电容器非常适用于高频去耦，但是考虑介质吸收问题，这种电容器不适用于采样保持放大器中的保持电容器。
介质吸收是一种有滞后性质的内部电荷分布，它使快速放电然后开路的电容器恢复一部分电荷，见图 14 4。
因为恢复电荷的数量是原来电荷的函数，实际上这是一种电荷记忆效应。
如果把这种电容器用作采样保持放大器中的保图14 4 介质吸收作用使电容器快速放电然后开路以恢复原来一部分电荷持电容器，那么势必对测量结果产生误差。
对于这种类型应用推荐的电容器，正如前面介绍的还是聚脂型电容器，即聚苯乙烯电容器、聚丙烯电容器和聚四氟乙烯电容器。
这类电容器介质吸收率很低(典型值＜0 01%)。
常见电容器特性比较见表14 1。
关于高频去耦的一般说明：保证对模拟电路在高频和低频去耦都合适的最好方法是用电解电容器，例如一个钽片电容与一个单片陶瓷电容器相并联。
这样两种电容器相并联不但在低频去耦性能很好，而且在频率很高的情况下仍保持优良的性能。
除了关键集成电路以外，一般不必每个集成电路都接一个钽电容器。
如果每个集成电路和钽电容器之间相当宽的印制线路板导电条长度小于10cm，可在几个集成电路之间共用一个钽电容器。
关于高频去耦另一个需要说明的问题是电容器的实际物理分布。
甚至很短的引线都有不可忽视的电感，所以安装高频去耦电容器应当尽量靠近集成电路，并且做到引脚短，印制线路板导电条宽。
为了消除引脚电感，理想的高频去耦电容器应该使用表面安装元件。
只要电容器的引脚长度不超过1 5mm，还是选择末端引线电容器(wire ended capacitors)。
电容器的正确使用方法如图14 5所示。
(a) 正确方法 (b) 错误方法·使用低电感电容器(单片陶瓷电容器)·安装电容器靠近集成电路·使用表面安装电容器·短引脚、宽导电条图14 5 电容器的正确使用杂散电容前面我们已经讨论了电容器像元件一样的寄生作表14 1 各种电容器件性能比较表类型典型介质吸收优点缺点NPO陶瓷电容器吸收＜0 1%外型尺寸小、价格便宜、稳定性好、电容值范围宽、销售商多、电感低通常很低，但又无法限制到很小的数值(10nF)聚苯乙烯电容器 0 001%～0 02%价格便宜、DA很低、电容值范围宽、稳定性好温度高于85°C，电容器受到损害、外形尺寸大、电感高聚丙烯电容器 0 001%～0 0 2%价格便宜、DA很低、电容值范围宽温度高于+105°C，电容器受到损害、外形尺寸大、电感聚四氟乙烯电容器 0 003%～ 0 02%DA很低、稳定性好、可在+125°C以上温度工作、电容值范围宽价格相当贵、外形尺寸大、电感高MOS电容器 0 01%DA性能好，尺寸小，可在+25°C以上温度工作，电感低限制供应、只提供小电容值聚碳酸酯电容器 0 1%稳定性好、价格低、温度范围宽外形尺寸大、DA限制到8位应用、电感高聚酯电容器 0 3%～0 5%稳定性中等、价格低、温度范围宽、电感低外形尺寸大、DA限制到8位应用、电感高单片陶瓷电容器(高k值)＞0 2%电感低、电容值范围宽稳定性差、DA性能差、电压系数高云母电容器＞0 003%高频损耗低、电感低、稳定性好、效率优于1%外形尺寸很大、电容值低(＜10nF)、价格贵铝电解电容器很高电容值高、电流大、电压高、尺寸小泄漏大、通常有极性、稳定性差、精度低、电感性钽电解电容器很高尺寸小、电容值大、电感适中泄漏很大、通常有极性、价格贵、稳定性差、精度差用，下面让我们讨论一下称作“杂散”电容(stray capacitance)的另一种寄生作用。
问：什么是杂散电容?答：像平行板电容器一样，(见图14 6)不论什么时候，当两个导体彼此非常靠近 (尤其是当两个导体保持平行时)，便产生杂散电容。
它不能不断地减小，也不能像法拉弟屏蔽一样用导体进行屏蔽。
C=0.0085×E R ×Ad其中：C=电容，单位pFE R =空气介电常数A=平行导体面积，单位mm 2d=平行导体间的距离，单位mm图14 6 平行板电容器模型杂散电容或寄生电容一般出现在印制线路板上的平行导电条之间或印制线路板的相对面上的导电条或导电平面之间，见图14 7。
杂散电容的存在和作用，尤其是在频率很高时，在电路设计中常常被忽视，所以在制造和安装系统线路板时会产生严重的性能问题，例如，噪声变大，频率响应降低，甚至使系统不稳定。
通过实例说明如何用上述电容公式计算印制线路板相对面上的导电条产生的杂散电容。
对于普通的印制线路板材料，E R =4 7,d=1 5mm，则其单位面积杂散电容为3pF/cm 2 。
在250MHz频率条件下，3pF电容对应的电抗为212 2Ω。
问：请问如何消除杂散电容?答：实际上从来不能消除杂散电容。
最好的办法只能设法将杂散电容对电路的影响减到最小。
问：那么应该如何减小杂散电容呢?答：减小杂散电容耦合影响的一种方法是使用法拉弟屏蔽(Faraday shield)，它是在耦合源与受影响电路之间的一种简捷接地导体。
问：杂散电容是如何起作用的?答：让我们看一下图14 8。
图中示出了高频噪声源V N 如何通过杂散电容C 耦合到系统阻抗Z的等效电容。
如果我们几乎或不能控制V N ，或不能改变电路阻抗Z 1 的位置，那么最好的解决方法是插入一个法拉弟屏蔽。
图14 9示出了法拉弟屏蔽中断耦合电场的情况。
图14 8 通过杂散电容耦合的电压噪声(a) 电容屏蔽中断耦合电场(b) 电容屏蔽使噪声电流返回到噪声源，而不通过阻抗Z 1图14 9 法拉弟电容屏蔽请注意法拉弟屏蔽使噪声和耦合电流直接返回到噪声源，而不再通过阻抗Ｚ 1 。
电容耦合的另一个例子是侧面镀铜陶瓷集成电路外壳。
这种DIP封装，在陶瓷封装的顶上有一小块方形的导电可伐合金盖，这块可伐合金盖又被焊接到一个金属圈(metallized rim)上 (见图14 10)。
