反激变压器计算实例

反激变压器计算实例 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。

Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz 的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。

C=*8/24==570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。

对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。

磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。

反激CCM变压器算法最低输入电压Vs100输出电压Vo12输出电流Io1估算效率η0.85输入功率Pi14.11764706工作频率f65000选定反射电压Vor80最大占空比D0.444444444输入电流平均值Iavp0.141176471选定电流波峰比Krp0.7输入电流峰值Ipp0.488687783输入电流有效值Irmsp0.221761931最大导通时间Ton 6.83761E-06预选工作B值Bset0.235选定磁芯型号磁芯截面积Se(mm^2)51.80.0000518 磁路长度M0.057相对导磁率2300计算原边匝数Np56.17026894选取原边匝数Np5656选取载流密度Density(4~10A/mm^2)5 计算导线截面积Sw0.044352386单股导线线径0.237636723双股导线线径0.168034538三股导线线径0.137199626四股导线线径0.118818362N股导线线径50.106274373输出整流管压降Vfo0.6次级匝数Nss8.82选取次级匝数Ns99重新核定反射电压Vora78.4重新核定最大占空比Da0.439461883重新核定最大导通时间Tona 6.76095E-06重新核定输入电流峰值Ippa0.494228461计算输出电流峰值Ips 3.07519931 2.744615计算输出电流有效值Irmss 1.567193481计算次级导线截面积0.313438696单股导线线径0.631729802双股导线线径0.446700427三股导线线径0.364729371四股导线线径0.315864901N股导线线径50.282518156反馈整流管压降Vfb0.6反馈电压Vb13反馈绕组匝数Nb9.714285714计算初级电感量Lp0.001954259验算磁芯B值Bmax0.332959974气隙长度M7.96734E-05气隙长度mm0.079673445电感系数"nH"623.169244。

AC输入:85-265V输出功率:10瓦 n=0.85查磁芯规格F=60KHZ时宽电压10W选EE19合适, 查得Ae=0.22平方厘米 Bm=0.22T例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*10)/100*0.5=0.4ALP =(DCinmin*Dmax*Ts)/Ipk=[100*0.5*(1/60000)]/0.4=0.00208H=2.08mHNP =(LP*Ipk)/(Ae*Bm)=0.00208*0.4/0.22*0.22=172T例2:Pin=Po/n =10/0.85=11.76WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Np=(DCinmin*ton)/Ae*Bm=100*8.33/0.22*0.22=172TIs=Pin/DCinmin=11.76/100=0.12AIave=(Is*Ts)/ton=0.12*16.7/8.33=0.24AImin=Iave/2=0.24/2=0.12AIpk=3*Imin=0.12*3=0.36ALP=(DCinmin*ton)/Ipk=100*0.00000833/0.36=0.0023H=2.3mH例3:Vf反射电压VmosMOS管耐压设600V留150V裕量DCinmax=ACinmax*1.414-20=265*1.414-20=355VVf=Vmos-DCinmax-150v=600-355-150=95VDCinmin*Dmax=Vf*(1-Dmax)100*Dmax=95*(1-Dmax)Dmax=0.491/2*(Imin+Ipk)*Dmax*DCinmin=(Po/n)Ipk=3*Imin1/2*(Ipk/3+Ipk)*0.49*100=10/0.85Ipk=0.36ALp=(Dmax*DCinmin)/(f*Ipk)=(0.49*100)/(600000*0.36)=0.0023H=2.2mHNP=(LP*Ipk*10000)/(Bm*Ae)=(0.0023mH*0.36A*10000)/0.22*0.22=171T完成! 回复1帖2帖 xcj-wj 营长4262005-06-12 21:48 路过,支持一下! 回复2帖3帖 philips 旅长22192005-06-13 08:37欢迎指正! 回复3帖4帖 philips 旅长 22192005-06-13 08:39第三例的f 输错了!应该是60000.但结果没错!AC 输入:85-265V输出功率:110瓦 n=0.83F=60KHZ例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*110)/100*0.5=4.4A例2:Pin=Po/n =110/0.83=133WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Is=Pin/DCinmin=133/100=1.33AIave=(Is*Ts)/ton=1.33*16.7/8.33=2.66AImin=Iave/2=2.66/2=1.33AIpk=3*Imin=1.33*3=3.99A为什么我算的出来的峰值电流差别那么大,是不是功率越大,误差越大?我看你的10W 误差是0.04A 啊,我的110W 误差是0.4A 啊?这在可接受的范围内吗?回复15帖162帖 hmwdjcat 工兵 4六2009-08-22 12:45因为在 反激电源拓扑中应该取n=0.75而不是0.85,所以你们的误差比较大, 回复162帖16帖 peterchen0721旅长21012005-08-21 09:02如果反激式照你的評估方式去做那還有幾個考量點請再查一下資料.1.把171T與2.2mH結合去查鐵心資料看AL值為多少(gap問題).2.利用找到的AL值去對照NIpk值(安匝)是否在曲線內.完成以上兩個工作才能說初步完成變壓器設計.否則你的電特性與磁特性無法確定是否配合的上.以上提供參考.回复16帖17帖philips旅长22192005-08-21 14:03说的也是!变压器是不可完全套公式去设计的!我大多也是靠经验来完成!不过套公式!变压器是绝对可工作的!只是某些细节要求可能达不到!。

反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。

在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。

假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。

首先，我们需要确定变压器的转换比。

转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。

在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。

主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。

然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。

次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。

在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。

功率可以通过输入电压和电流来计算。

在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。

然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。

在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。

接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。

主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。

在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。

然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。

次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。

在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。

接下来，我们需要计算变压器的转换效率。

转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。

在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。

反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。

可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。

比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。

上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。

下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。

那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。

如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。

以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。

类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。

从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。

这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。

技术要求:输入电压Vin: 9 0 -253Vac 输出电压Vo:27、6 V输岀电流Io: 6 A输出功率Po: 1 6 6W 效率<1 ： 0 . 85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到得电压Vd c为115 V,则从上图可以得到：Vp k =9 0 *1.4 1 4=1 2 7VVmin=Vd c —(Vpk—V d c) = 10 3 V将电源模块等效为一个电阻负载得话，相当于在T3时间内电容对恒泄功率负载进行放电, 电容电压降低(Vp k —Vmin)V aIde* T 3 =C*AV其中：A V =Vpk—Vmin = 127-1 0 3 = 24V关键部分在T3得计算,T3 = tl+t2,t2为半个波头,时间比较好算，对于50H Z得交流来说,t 1 =5mS,然后就就是计算t 2 ,英实t 2也很好计算，我们知道交流输入电压得公式为Vx=Vpksin 0 x,根据已知条件0 3V,Vpk= 1 27V,可以得到()X =54 度，所以t 2=54*10 m s / 1 8 0= 3 m S z T3=t 1+t2=8mSo—7*8/24=0、57mF= 5 70u F二、变压器得设计过程变压器得设计分別按照DCM. CCM、QR两种方式进行计算，英实QR也就是DCM得一种，不同得地方在于QR得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。

对于变压器磁芯得选择，比较常用得方法就就是AP法，但经过多次具体设汁及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级得反激，选择PQ 3 53 5得磁芯即可、磁芯得参数如下:AE=19 0 mm 2 Z AL= 4 300nH,Bmax^0. 32T1)DC M变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0 .4 8,全范围DCM,则在最低输入电压V d c下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡,可以得到以下公式，V d c*Dmax=V o r^fl-Dmax),匝比压降n = V o r/(Vo+Vf )=3、3 2 Vf为整流二极l=Vinmi从而il•算反射电压为V or=9 5V计算初级匝数计算副边匝数则原边匝数调整为Ns=N p / n=6o 3 2,选择7 匝，Np=3、32*7=2 3 匝讣算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V设计,要求在2 0 V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。

技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A输出功率Po: 166W 效率η: 0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到：Vpk=90*1.414=127VVmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低(VPk-Vmin)V Oldc*T3=C* △ V其中：△ V=VPk-Vmi n=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。

C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。

对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。

磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T1) DCM变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),IrmS = IPk L* n*^Dma^ ≡12.3AV 3根据电流有效值， 求，即可得到合适的变压器。