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%随机产生码元clcclear allnum=10;%码元个数ek=round(rand(1,num,1));%产生载波t=0:2*pi/999:2*pi;%周期num1=1000;%个数len=length(t);c=-sin(t);%调制ektemp=[];ctemp=[];for n=1:numif ek(n)==0ctemp=[ctemp,-c];a=zeros(1,len);ektemp=[ektemp,a];elseif ek(n)==1ctemp=[ctemp,c];a=ones(1,len);ektemp=[ektemp,a];endendsubplot(2,1,1); %分别画出原信号、已调信号示意plot(ektemp,'LineWidth',1.5);title('原码元');grid on;axis([0 num1*num -2.5 2.5]);subplot(2,1,2);plot(ctemp,'LineWidth',1.5);title('已调信号');grid on;axis([0, num1*num, -2.5, 2.5]);%相干解调%本地载波loca=[];for n=1:numloca=[loca,c];%此处c的正负决定解调后是否倒pi endlocb=loca;%相乘locc=2*ctemp.*locb;%低通滤波器[b,a] = BUTTER(3,2*pi*0.0003,'low'); %信号频率为0.001locd=filter(b,a,locc);%低通滤波后的信号figure;subplot(2,1,1); %相乘后的波形plot(locc,'LineWidth',1.5);title('相乘后的信号');grid on;axis([0 num1*num -2.5 2.5 ]);dd=locd+randn(1,10000);%低通滤波后的信号波形图subplot(2,1,2);plot(dd,'LineWidth',1.5);title('低通滤波后的信号');grid on;axis([0 num1*num -2.5 2.5 ]);%抽样判决for i=1:num1*numif(locd(i)>0) %判决，得到解调结果locd(i)=1;elselocd(i)=-1;endendfigure;subplot(2,1,1); %分别画出原信号、解调后信号示意plot(ektemp,'LineWidth',1.5);title('原码元')grid on;axis([0 num1*num -2.5 2.5]);subplot(2,1,2);plot(locd,'LineWidth',1.5);title('解调后的信号');grid on;axis([0 num1*num -2.5 2.5 ]);p=symerr(ektemp,locd)/10 %误码率%误码率曲线figure(4)r=0:2:10;rr=10.^(r/10);pe1=1/2*exp(-rr);%相干解调的误码率曲线hold onplot(r,pe1,'r');grid on;pe2=(1-1/2*erfc(sqrt(rr))).*erfc(sqrt(rr));%差分相干解调的误码率曲线plot(r,pe2,'b');xlabel('bpsk,dpsk误码率曲线'); set(gca,'XTick',-6:3:18);。
Ξ 收稿日期:2008-03-22基金项目:国家自然科学基金资助项目(30570473);重庆市自然科学基金资助项目(2005BB2195).作者简介:谭晓衡(1976—),男,重庆大足人,博士,副教授,硕士生导师,主要从事通信与测控中的电路与系统、移动通信技术和卫星通信等方面研究.π/4-DQPSK 调制解调系统的关键技术Ξ谭晓衡,罗 毅(重庆大学通信工程学院,重庆 400044)摘要:针对π/4-DQPSK 调制解调系统中成形滤波、量化误差和数字下变频中的低通滤波器等关键技术进行研究.在此基础上,对于接收端有频偏的相干解调系统采用改进的具有2个T iming Er 2ror 信号的G ardner 位同步算法,并用simulink 实现整个调制解调系统.从仿真结果可以看出,改进的G ardner 同步算法能帮助系统有效地补偿频偏,并且使系统具有非常好的误码性能.关 键 词:π/4-DQPSK 调制解调;成形滤波;位同步中图分类号:T N914 文献标识码:A文章编号:1671-0924(2008)05-0054-04R esearch on K ey Technologies in π/42D QPSK Modulationand Demodulation SystemT AN X ian 2heng ,LUO Y i(C ollege of C ommunication Engineering ,Chongqing University ,Chongqing 400044,China )Abstract :This article studies the key technologies in π/42DQPSK m odulation and dem odulation system about pulse shaper ,quantization error and low pass filter in DDC.On the basis of the study ,it adopts bet 2terment of G ardner bit synchronous alg orithm which has tw o timing error signals for coherent detector in fre 2quency excursion sink ,and actualizes the whole system with Simulink.The result of emulation shows that this synchronous alg orithm is com pensatory to frequency excursion system ,and enables the system to per 2form a nice error rate.K ey w ords :m odulation and dem odulation of π/42DQPSK;pulse shaper ;bit synchronous alg orithmπ/4-DQPSK 是在QPSK 和OQPSK 基础上发展起来的一种线性窄带数字调制技术[1-3].它在码元转换时刻的相位突变限于±π/4或±3π/4,没有因180°相位突变而引起的100%包络起伏[4],因此它的频谱利用率高、频谱特性好,并且抗衰落和抗多径能力强.1 π/4-DQPSK 系统发送端 信源端用的整数发生器必须考虑克服双极性第22卷 第5期V ol.22 N o.5重庆工学院学报(自然科学)Journal of Chongqing Institute of T echnology (Natural Science )2008年5月May 2008非归零码不能提取位同步信息的困难[5-6].相位编码映射按照gray编码的方式将上下支路数据分别作为横纵坐标对应于星座点.若星座点坐标采用8位量化,那么由舍入引起的量化电平差最大为1/512个幅度.在不考虑D/A实现难度的情况下,可适当增加量化位数来减小量化误差.也可以根据式(1),通过增大采样率f来改善信号与量化噪声比[5]:SNR Q2gain=10lg f(1) 当过采样率为2时,增益已经达到3.01个dB,相当于增加了0.5个量化有效位.2路成形滤波器均采用平方根升余弦滚降滤波器.加窗后的功率谱的带外杂散会明显降低,小于-60dB.滤波器冲激响应的截断长度越长,对其误码率的影响越小,所以群延时选取4码元,每个码元采样8个点,共32个数据,与输入端数据作卷积.这样,输入的8位量化数据需要4倍插值.考虑到抽样定时脉冲误差的影响和频带利用率的大小两者间的协调,成形滤波器的滚降系数选取应介于0.2到0.6之间.当有1dB信噪比恶化量时,抗时钟抖动容限若已达到4.2%以上[7],那么左右临近的12个码元之外不会对本码元产生太大的码间干扰量,所以本研究选取滚降系数0.35的余弦窗.2 π/4-DQPSK系统接收端 中频信号与相干载波相乘以后,滤除二次频的低通滤波器采用255阶的kaiser窗.因为较其他的窗函数,kaiser窗更能全面的反映主瓣和旁瓣衰减之间的关系,可以在主旁瓣之间自由地选择比重.它的旁瓣峰值幅度、过渡带带宽和阻带最小衰减都能够通过选择参数Beta而达到最优.本设计中为了避免系统仿真速度过慢,选择Beta为5,带外杂散小于-60dB.仿真结果表明性能足够好.用零阶保持采样替代CIC及半带等抽取滤波器,为数字基带降速,便于后续基带的慢速处理[8-9].位定时最大相位误差θc=2π/n,其中n是分频器的分频次数.当码元周期为T时,对应时间差为T c=T/n.这样的误差对于接收信号的判决是有影响的.相邻码元间出现变化时,位同步偏差会使积分能量不等于码元的实际能量,而且叠加上前一码元的影响,衰减了采样时刻的积分能量.所以考虑到位定时精度问题与设计中对误码性能的指标要求,还有相干载波加入频偏之后位定时算法所受的影响程度,采用改进的G ardner位定时恢复算法[10].3 仿真结果3.1 调制部分基带Pn码发生器产生50kbps的随机数据,串并转换之后各支路码速率减半,再经过内插4倍提速后通过成形滤波器,滚降系数取0.35.这样,成形之后的实时带宽为:B N=50(1+0.35)=67.5kHz(2) 与调制载波相乘后,调制信号的中心频率为1 MH z.调制信号如图1所示.基带码速率50kbps调制后中心频率1MH z每个跳变点间有调制载波20个周期图1 调制信号波形3.2 解调部分对于系统解调部分,一方面要考虑加入定时误差对误码率的影响,另一方面要考虑在相干载波中分别加入频偏1kH z,3kH z和6kH z,进行频偏估计校正之后对误码率的影响.时钟抖动产生的定时误差会对误码率造成影响.误差越大,误码性能越恶劣,如图2所示.从图2中可以看出,定时误差若落在时钟抖动容限之内,对误码的影响程度尚可接受;若落在容限之外,那么在信噪比一定的情况下,误码率至少恶化一个量级.55谭晓衡,等:π/4-DQPSK调制解调系统的关键技术 通过对比图3至图5可以发现,由于本系统抗时钟抖动容限为4.2%,在加入的噪声一定时,无时钟抖动的信号眼图最为清晰;抖动容限内的信号眼图略差,增加了判决点选取的难度,但仍能选得最佳判决点;抖动容限外的信号眼图逐渐杂乱,判决点选取困难.图2 定时误差大小对系统误码的影响图3 无时钟抖动时的信号眼图图4 当时钟抖动误差为4%时的信号眼图图5 当时钟抖动误差为6%时的信号眼图 频偏系统误码率统计曲线如图6.图6 相干载波频率偏移对系统误码率的影响 从图6可以看出,加入1kH z 频率偏差经过校正后的误码率和理论上无频偏的系统性能几乎一样良好,在信噪比为15dB 的时候都能达到10×10-4以下.3kH z 频偏系统校正后比前两者稍差,相同信噪比下,误码率恶化将近一个数量级.而6kH z 频偏系统校正后比3kH z 频偏系统校正后仍要差1～2dB ,原因在于尽管进行了频偏估计和校正,但由于频率偏差过大,加上校正的精度达不到很高的值,所以频偏校正后的系统仍存在剩余频差,频差在时间上累积起来造成相位模糊,影响判决.图6中还可以看出,未经过频偏校正的6kH z 频偏系统采用G ardner 位定时恢复算法后,误码性能只比频偏校正后的6kH z 频偏系统低0.5～1dB ,可充分体现G ardner 算法在多径环境下的优越性.比较图7至图9,当载波频偏只有1kH z 时相位星座图清晰;当频偏达到3kH z 时,部分相位点重65重庆工学院学报叠,判决失误时产生误码;而6kH z 频偏系统相位模糊现象最为突出,判决困难.所以本系统频偏容限限定于3kH z 之内,占信号总带宽的4.4%.图7 当相干载波频偏为1kH z时的信号星座图图8 当相干载波频偏为3kH z时的信号星座图图9 当相干载波频偏为6kH z 时的信号星座图4 结束语 本研究分析了π/4-DQPSK 在系统存在位定时误差时,其误差大小对系统性能的影响和存在相干载波频率偏移时,频偏大小对系统性能的影响.仿真表明,系统性能良好.π/4-DQPSK 调制方式配合成形,位同步等关键技术,将会被广泛应用到移动通信领域.参考文献:[1] Leonard E ,M iller J S.Expressions for Differentially De 2tected π/42DQPSK M odulation [J ].IEEE transactions on communications ,1998,46(1):71-81.[2] Chang jiang ,zhang naitong.A New S ignal ProcessingT echnique of π/4-DQPSK M odem Based on S oftware Ra 2dio [J ].Journal of systems engineering and electronics ,2003,14(2):20-24.[3] 杨小牛,楼才义,徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2001.[4] 王永和,卜长彷.采用FPG A 实现π/4-DQPSK 调制器[J ].北方交通大学学报:自然科学版,2000,24(5):53-57.[5] Richard Ly ons ,Randy Y ates.数字信号处理[英文版][M].北京:科学出版社,2003.[6] 柯炜,殷奎喜.平滑相位的π/4-DQPSK 调制及其在移动通信系统中应用[J ].电讯技术,2003,43(1):88-91.[7] 梵平毅,冯重熙.几种成形滤波器的抗时钟抖动性能的比较[J ].通信学报,1996,17(1):69-76.[8] 彭飞,赵继勇.基于FPG A 的全数字低中频QPSK 调制解调器实现[J ].电子设计应用,2003,2(9):21-23.[9] 谢红,刘艳艳.π/4-DQPSK 调制与解调在SystemView中的仿真实现[J ].应用科技,2005,32(8):4-6.[10]周正欧,廖红舒.π/4-DQPSK 调制解调算法设计及DSP 实现[D].成都:电子科技大学,2004.(责任编辑 刘 舸)75谭晓衡,等:π/4-DQPSK 调制解调系统的关键技术 。
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目录一、课题内容………………………………………..…。
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..1二、设计目的……………………………………….。
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1三、设计要求…………………………………………………。
.1四、实验条件................................................。
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(1)五、系统设计....................................................。
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.. (2)六、详细设计与编码……………………………。
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.41. 设计方案………………………………。
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42。
编程工具的选择……………………………………。
…。
43。
程序代码…………………………………….。
.………。
54. 运行结果及分析 (8)七、设计心得………………………………………。
……….。
9八、参考文献……………………………….………。
………。
10一、课题内容基于MATLAB或C语言模拟仿真OFDM通信系统。
主要功能：1、搭建基带OFDM系统仿真平台,实现OFDM信号体制与解调；2、能够画出输入数据与输出数据的星座图；3、能在不同信噪比信道的情况下,对信号进行误码分析。
3、能够和理论误码率公式比较二、设计目的1、综合应用《Matlab原理及应用》、《信号与系统》、《通信原理》等多门课程知识，使学生建立通信系统的整体概念；2、培养学生系统设计与系统开发的思想；3、培养学生利用软件进行通信仿真的能力。
大学生本科毕业设计（论文）题目：PI/4—QPSK信号的调制与解调专业电子与通信工程类别计算机模拟日期05年5月摘要在以前的数字蜂窝系统中，往往采用FSK、ASK、PSK等调制方式.随着数字蜂窝系统的发展，对调制和数字蜂窝系统的技术要求越来越高，许多优秀的调制技术应运而生，其中PI/4—QPSK 技术是无线通信中比较突出的一种二进制调制方法。
本文首先介绍了数字相位调制的一般原理；然后对PI/4—QPSK的调制原理进行了阐述，并对影响调制性能的滤波器进行了分析与研究;最后重点研究了PI/4—QPSK的三种解调方法并通过用Matlab对这一过程进行编程,得出信号在不同信噪比下模拟传输的时域图、频域图及功率谱密度曲线等，并在相同信道条件下通过眼图和误码率曲线图对PI/4—QPSK的三种解调方法进行了性能比较，得出了基带差分解调性能最差、中频差分解调性能次之、鉴频器解调性能最优的结论。
关键词PI/4—QPSK；同相信道；正交信道；调制；差分解调(完整word版)PI4-QPSK信号的调制与解调AbstractPrevious digital honeycomb system often adopt modulation way of FSK, ASK，PSK etc. Along with development of digital honeycomb system the tec- hnical criterion of modulation and demodulation will be adjusted to meet hig—her requirement. A lot of excellent modulation technology has emerged as the times require, the PI/4—QPSK is one of the most outstanding technology in radio communication。
实验三 π/4DQPSK 调制解调实验一、实验目的1、掌握π/4-DQPSK 调制解调原理。
2、理解π/4-DQPSK 的优缺点。
二、实验内容1、观察π/4-DQPSK 调制过程各信号波形。
2、观察π/4-DQPSK 解调过程各信号波形。
三、实验仪器1、移动通信实验原理实验箱 一台2、20M 双踪示波器一台四、实验原理1、π/4-DQPSK 调制原理π/4-DQPSK 是对QPSK 信号特性的进行改进的一种调制方式。
改进之一是将QPSK 的最大相位跳变±π，降为±3π/4，从而改善了π/4-DQPSK 的频谱特性，改进之二是解调方式，QPSK 只能用于相干解调，而π/4-DQPSK 既可以用相干解调也可以采用非相干解调。
π/4-DQPSK 已用于美国的IS-136数字蜂窝系统，日本的（个人）数字蜂窝系统（PDC ）和美国的个人接入通信系统（PACS ）。
设π/4－DQPSK 信号为：()）（k c k t t S ϕω+=cos 式中，k ϕ为kTs t Ts k ≤≤-)1(之间的附加相位。
上式可展开成：()k c k c k t t t S ϕωϕωsin sin cos cos -=当前码元的附加相位k ϕ是前一码元附加相位1-k ϕ与当前码元相位跳变量k ϕ∆之和， 即：k k k ϕϕϕ∆+=-1k k k k k k k k U ϕϕϕϕϕϕϕ∆-∆=∆+==---sin sin cos cos )cos(cos 111 k k k k k k k k V ϕϕϕϕϕϕϕ∆+∆=∆+==---sin cos cos sin )sin(sin 111其中，1111sin ,cos ----==k k k k V U ϕϕ，上面两式可改写为：k k k k k V U U ϕϕ∆-∆=--sin cos 11k k k k k U V V ϕϕ∆+∆=--sin cos 11这是π/4-DQPSK 的一个基本关系式。
BPSK调制解调及误码率的计算BPSK (Binary Phase Shift Keying) 是一种基本的数字调制技术，常用于数字通信系统中。
它通过将数字信号映射为相位上的两个值来进行调制，并使用相干解调器进行解调。
本文将介绍BPSK调制解调的原理以及如何计算误码率。
1.BPSK调制原理：在BPSK调制中，每个二进制位（0或1）被映射为两个可能的相位值：0对应于0度相位，1对应于180度相位。
这种相位差可以通过正弦和余弦函数来实现。
-二进制信息序列被输入到调制器中。
-调制器将二进制位转换为相位值，0对应于0度相位，1对应于180度相位。
-经过调制的信号通过信道传输。
2.BPSK解调原理：BPSK解调器的任务是将传输信号恢复为原始的二进制序列。
当信号通过信道传输后，可能会受到噪声和其他干扰的影响，从而导致误码的产生。
BPSK解调的过程如下：-接收到的信号经过信道传输后，会受到噪声和其他干扰的影响，使信号的相位发生随机的偏移。
-解调器使用相干解调的方法测量接收信号的相位。
-根据测量到的相位值，解调器将信号恢复为原始的二进制序列。
3.误码率的计算方法：误码率是衡量通信系统性能的重要指标，它表示在传输过程中发生误码的概率。
对于BPSK调制，误码率的计算可以通过理论分析或仿真实验进行。
理论分析方法：在BPSK调制中，误码率的理论计算可以使用误码率表达式得到。
对于理想的信道，没有噪声和干扰，误码率的表达式为：P_e = Q(sqrt(2*Eb/N0))其中，Eb/N0表示信噪比，Q(x)为高斯函数。
对于有噪声和干扰的实际信道，可以根据信号接收的信噪比进行实际误码率的计算。
仿真实验方法：使用计算机仿真软件，可以模拟BPSK调制解调系统，并通过对大量的二进制序列进行模拟传输和解调，统计接收到的误码数量来计算误码率。
误码率的计算通过测量接收信号中发生错误的比特数与总传输的比特数之比得到。
它通常以对数的形式表示，即以dB为单位。
2020年第10期141信息技术与信息化电子与通信技术多普勒频移对pi/4-DQPSK 解调性能的影响及其解决方案卓妍彬* 傅 敏 吕 培 赵杭生ZHUO Yan-bin FU Min LV Pei ZHAO Hang-sheng摘 要 虽然DQP SK 调制技术可以克服一定范围内的频率偏差问题，但是过大的频率误差仍然可以造成DQPSK解调器出现差错。
本文提出一种π/4-DQPSK 调制解调系统的大频偏修正方案。
该设计由频偏估计和频偏修正两个模块组成，通过对接收信号进行差分处理，估计出多普勒频偏信息，反馈结构将频偏信息送达输入端的修正模块进行处理。
仿真结果表明，该频偏修正方案能够使π/4-DQPSK 调制解调系统的频偏适应范围扩大至符号速率的0.125倍，能够解决大多普勒频移影响接收机性能的问题。
关键词 多普勒频移；差分解调；频偏修正doi：10.3969/j.issn.1672-9528.2020.10.045* 南京邮电大学 江苏南京 210003[基金项目] 频谱服务架构及其关键技术研究（61471395）0 引言在数字通信系统中，π/4-DQPSK（π/4-shift Differ-ential Quadrature Phase Shift Keying）数字调制方式是在QPSK 和Off-set QPSK 的基础上发展起来的一种线性数字调制技术。
1962年贝尔实验室的P. A. Baker 首先提出π/4-DQPSK 调制方式，用于载频为18 kHz，码率为24kbps 的电话线路数据传输[1]。
经研究表明π/4-DQPSK 具有频带利用率高、抗衰落性能强、频谱特性好、可进行非相干解调的优良特性，并且避免了载波相位出现“倒π”现象，近年来被广泛应用于数字移动通信、数字信号广播和卫星移动通信系统中。
在π/4-DQPSK 调制解调系统中，当收发频率误差和多普勒频移共同引起的频率误差足够大（如大于符号速率的十分之一）时，π/4-DQPSK 的解调性能将开始下降，引起接收机对接收信号的错判，误码率性能变差[2]。
