基于预测控制的共模电压抑制策略分析

对于三电平逆变器而言, 必须保证输出电压的基波分量幅值与输出频率成一定的正比关系变化，其共模电压的计算与它们的触发方式有关。

设Ua、Ub、Uc分别为逆变器的三相相电压。

根据三相三线制的对称性原理，推得三相输出电压波形的共模电压为：(1)因而，对应三相三电平每一种开关序列的共模电压大小如表1所示。

图3 普通SVPWM下共模电压波形通常的空间矢量调制策略都会使用图2中所记载的19种有效矢量，以达到直流母线电压利用率高，输出谐波小。

但是会带来较大的输出共模电压，最高VCM幅值会达到了Vdc/3。

图3显示的是母线电压Vdc=600V时，一种普通SVPWM产生的共模电压最大幅度达到了200V，这样大的共模电压会对系统造成很大的不利影响。

抑制共模电压SVPWM原理从表1中的27种状态可以看出，对于可控的PWM输出波来讲，其输出共模电压的幅值在0Vdc～Vdc/2之间变化。

欲减小共模电压，应尽量不使3个输出端与同一“+”极性端或“-”极性端连接，避免2个端子一起接到“+”极性端或“-”极性端，而另一个端子接到直流中性点，如使用表中D类的7个状态字，此时逆变器的输出共模电压为0，但不能只选用D 类矢量，因为那样虽能很好的抑制共模干扰，但却因为少的合成矢量会造成参考电压过渡不平滑，使得逆变器输出线线间电压波形变差，因此需要均衡考虑共模差模问题。

本文所研究的SVPWM算法中，就是选择合理输出共模电压较小的矢量来合成参考电压矢量。

由表1可见(111、-1-1-1)，(110、101、011、0-1-1、-10-1、-1-10)八个开关状态造成了很大的共模干扰，因此，本研究就避开这八个开关状态(即图2中方框中的矢量)，这样就能从源头上降低逆变器的共模输出电压。

本文具体采用CDE三类矢量，这样，理论上即可以把逆变器输出共模电压幅值降为Vdc/6。

然而可用矢量的减少使得无法采用传统的七段式脉冲触发序列，因此，本策略采用五段式脉冲触发序列。

第28卷㊀第3期2024年3月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.3Mar.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀一种模型预测控制PMSM 系统共模电压抑制策略郭玉敬,㊀张峻槐,㊀王帅,㊀金平(河海大学能源与电气学院,江苏南京211100)摘㊀要:PWM 共模电压干扰直接威胁逆变器驱动的电机系统安全和稳定性,针对模型预测控制的永磁同步电机系统提出了一种共模电压抑制策略,可分别采用电流扇区判定及开关函数直接控制两种方法,对死区开关管进行控制,通过改变电流续流路径,抑制共模电压幅值㊂建立系统的仿真模型,对抑制策略下的共模电压进行了仿真分析,并搭建了实验平台进行测量㊂仿真和实验数据表明,基于两种控制方法的抑制策略均可有效抑制系统共模电压,并减小单位时间内的开关次数及电流谐波含量,其中采用开关函数直接控制法的抑制效果更为显著,在不同转速下均能实现将CMV 幅值抑制在U dc /6,且开关次数与传统方法相比下降约5%㊂关键词:永磁同步电机;逆变器;PWM ;共模电压抑制;模型预测控制;死区开关管控制DOI :10.15938/j.emc.2024.03.006中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)03-0056-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2023-02-16基金项目:国家自然科学基金(51507051,51407061)作者简介:郭玉敬(1984 ),女,博士,研究方向为电机设计与运行控制;张峻槐(1998 ),男,硕士,研究方向为逆变器应用研究;王㊀帅(1996 ),男,硕士,研究方向为逆变器应用研究;金㊀平(1980 ),男,博士,研究方向为逆变器结构设计及应用研究㊂通信作者:郭玉敬Common-mode voltage suppression strategy of PMSMsystem using model predictive controlGUO Yujing,㊀ZHANG Junhuai,㊀WANG Shuai,㊀JIN Ping(College of Energy and Electrical Engineering,Hohai University,Nanjing 211100,China)Abstract :PWM common-mode voltage (CMV)interference directly threatens the safety and stability of inverter driven motor system.According to the freewheeling principle of the switch,a CMV suppression strategy was proposed for the permanent magnet synchronous motor (PMSM)system using model predic-tive control,which can control the dead time switch tube by using two methods:current sector determina-tion and switch function direct control,and the CMV amplitude was suppressed by changing the current freewheeling path.The simulation model was established,the CMV under the suppression strategy wassimulated and analyzed,and the experimental platform was implemented for measurement.The simulation and experimental results show that the proposed strategy based on the two control methods can effectively suppress the CMV and decrease the number of switches in unit time and current harmonics.Among them,the suppression effect of switching function direct control method is more significant,which sup-press the maximum value of common mode voltage at U dc /6at different speeds,and the number of swit-ches is reduced by about 5%compared to traditional methods.Keywords :PMSM;inverter;PWM;CMV suppression;model predictive control;dead band switch con-trol0㊀引㊀言电压源型逆变器(voltage source inverter,VSI)因能量转换效率高㊁电压及频率调节响应速度快等优点,而被广泛用于永磁同步电机(permanent magnetsynchronous motor,PMSM)驱动及风力发电并网等系统中[1-2],但同时也给系统安全稳定运行带来了一些问题,例如在中性点处产生的共模电压(common-mode voltage,CMV),会在电机内通过耦合电容网络产生轴电压和轴电流,给电机系统的运行带来安全隐患㊂因此,研究CMV直接有效的抑制策略对永磁电机及驱动系统的安全稳定运行具有重要意义[3-5]㊂采用多电平逆变器可在一定程度上减小CMV㊂文献[6]提出了一种可显著抑制三电平电机驱动系统CMV的预测控制策略㊂文献[7]提出了一种优化的零序电压注入方法,可将多并联三电平逆变器的CMV幅值降低一半㊂文献[8]提出了一种针对多电平转换器的谐波消除脉宽调制方法㊂文献[9]提出了一种新型空间矢量调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)的四桥臂电流源逆变器,可不受双极性电流脉冲和调制指数范围的限制㊂但由于多电平逆变器存在中性点电位偏移等问题,目前在工业中广泛应用的多为两电平逆变器㊂两电平逆变器可通过增加硬件电路元件达到抑制CMV的目的㊂文献[10]提出一种改进的功率变换器,在直流母线上增加开关,使三相变流器的交流部分浮置在零状态,通过结构和控制策略的改进,实现在进入和离开零状态时保持CMV不变㊂文献[11]提出一种具有本征buck-boost单元的三相交流侧电压倍增拓扑,通过调制其负母线周围的输出相电压,将CMV平均值抑制为零㊂通过增加硬件电路来抑制共模电压不仅会提高系统成本,也增加了系统总损耗,而通过优化控制策略来抑制CMV则可避免这些问题,常用的方法是禁用零矢量及选择具有低CMV的特定矢量集㊂文献[12]提出一种基于模型预测控制的CMV抑制策略,在采样周期内仅使用4个非零电压矢量㊂文献[13]提出可用于多相驱动的简化广义SVPWM方法,利用实际矢量合成特定虚拟矢量抑制CMV㊂文献[14]将空间矢量六边形划分为段,并采用对应于最小CMV的矢量来合成参考电压矢量㊂文献[15]选择两个具有时变控制周期的非零电压矢量作为最优电压矢量,并通过调整控制周期以适应线性调制范围外的参考电压矢量㊂文献[16]提出一种混合空间矢量脉宽调制方法,根据调制指数和参考电压矢量的角度选择产生最小CMV的空间向量来合成参考电压向量㊂文献[17]提出了四种改进的同步SVPWM策略,以降低三相变流器在低开关频率下的CMV㊂文献[18]根据预测电流误差动态调整候选向量集,提供一种电流畸变小㊁开关频率不会明显提高的CMV抑制策略㊂禁用零矢量及选择特定的矢量组合集理论上可有效减小CMV幅值,但由于死区的存在,实际上在部分非零矢量相互切换时电流会通过开关管产生续流[19],仍会产生CMV尖峰,导致幅值增大㊂若禁用这部分非零矢量,则电压电流谐波含量增大,不利于电机控制的稳定性㊂为此,本文针对采用模型预测控制的PMSM驱动系统提出一种死区开关管控制策略(dead band switch control strategy,DBSCS),通过控制开关管动作改变死区内电流续流路径,实现抑制CMV尖峰,达到减小CMV幅值的目的㊂DBSCS可通过两种方法实现:电流扇区判定法和开关函数直接控制法㊂该策略的优点在于:1)无需禁用非零矢量,不增大电流谐波,有利于控制稳定性;2)不需要预选矢量集,矢量无需特别选择,不会增加开关频率;3)可有效降低CMV,提高PMSM系统安全稳定性;4)使用范围广㊂本文虽以预测控制模型为对象进行分析研究,但该策略同样适用于其他SVPWM控制方法㊂首先分析两电平逆变器不同电压矢量切换下的续流路径及产生CMV尖峰的情况;然后有针对性地提出基于DBSCS的CMV抑制策略,并将该策略通过电流扇区判定和开关函数直接控制两种方法进行实现,建立基于模型预测控制的PMSM系统仿真模型进行仿真分析;最后搭建实验平台,对所提抑制策略的有效性进行实验验证,并比较两种不同控制方法的CMV抑制效果㊂1㊀共模电压及DBSCS1.1㊀共模电压的形成本文对两电平VSI供电的PMSM控制系统进行研究,逆变器拓扑结构如图1(a)所示㊂通过控制开关管S1~S6的通断,可实现直流到交流的逆变㊂为避免桥臂直通导致短路,每个桥臂上的两个开关管不能同时处于导通状态,因此所有开关管共有8种不同的开关组合,形成8个不同的矢量㊂图1(b)为75第3期郭玉敬等:一种模型预测控制PMSM系统共模电压抑制策略8个矢量及对应的开关状态,其中1表示上桥臂开,0表示下桥臂开㊂图1㊀逆变器拓扑和电压矢量Fig.1㊀VSI topology and voltage vector开关管不同状态下,逆变器输出中性点有对地参考电压u no ,即为共模电压u com ,其表达式为u no =u ao +u bo +u co3=u com ㊂(1)式中u ao ㊁u bo ㊁u co 分别为A㊁B㊁C 三相对中性点的电压㊂表1列出了8个矢量所对应的CMV 值,记直流侧母线电压为U dc ,可以看出零矢量对应产生的CMV 最大值为U dc /2,非零矢量的对应值为U dc /6,因此在DBSCS 系统中禁用零矢量以减小CMV㊂表1㊀电压矢量与对应CMVTable 1㊀Voltage vector and corresponding CMV矢量开关状态CMV U 0000-U dc /2U 1001-U dc /6U 2010-U dc /6U 3011U dc /6U 4100-U dc /6U 5101U dc /6U 6110U dc /6U 7111U dc /21.2㊀不同矢量切换下死区对共模电压的影响为避免矢量切换时出现上下桥臂同时导通的情况,需在一个开关管打开前提前关闭同一桥臂的另一开关管,即需要设置死区时间㊂由于死区的存在,不同矢量切换时会在死区内产生不同的续流机制,从而产生不同幅值的CMV㊂将空间相邻的电压矢量切换记为相邻矢量切换,如图1(b)中U 4(100)与U 6(110)间的切换;将相差120ʎ的两矢量之间的切换记为相隔矢量切换,如U 4与U 2之间的切换;将方向相反的矢量切换记为相反矢量切换,如U 4(100)与U 3(011)之间的切换㊂将方向流出逆变器的电流记为 1 ,方向流入逆变器的电流记为 0 ㊂基于以上定义分析3种矢量切换在死区时间内的续流机制㊂1.2.1㊀相邻矢量切换以矢量U 4(100)向矢量U 6(110)切换为例,如图2所示,死区时间内,S 1与S 6保持开启㊁S 4关闭,死区结束后S 3开启㊂该阶段内,由于S 1与S 6分别对应+U dc /2和-U dc /2,根据式(1)可知,此时U no 为S 3㊁S 4桥臂对应值的1/3㊂因此相邻矢量切换时,U no 最大为ʃU dc /6,正负值取决于S 3㊁S 4桥臂电流方向㊂图2㊀相邻矢量切换Fig.2㊀Adjacent vector switching1.2.2㊀相隔矢量切换以矢量U 4(100)向矢量U 2(010)切换为例,如图3(a)所示,死区时间内,仅S 6保持开启,S 1㊁S 4在死区时间内关闭,S 2㊁S 3在死区结束后开启㊂在此阶段内,若i a ㊁i b ㊁i c 电流方向为(110),则会产生如图3(b)所示的续流路径,这时A㊁B㊁C 三相都有对应幅值为-U dc /2的CMV,根据式(1)可得,此时系统会出现幅值为-U dc /2的尖峰㊂1.2.3㊀相反矢量切换以矢量U 4(100)向矢量U 3(011)切换为例,如图4所示,死区时间内,S 1㊁S 4㊁S 6均关闭,死区结束后S 2㊁S 3㊁S 5开启㊂由于i a ㊁i b ㊁i c 不存在全为1或全为0的情况,因此死区时间内3个桥臂感应出的CMV 不可能全为+U dc /2或全为-U dc /2,也即相反矢量切换不产生幅值为ʃU dc /2的尖峰㊂85电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图3㊀相隔矢量切换Fig.3㊀Separated vectorswitching图4㊀相反矢量切换Fig.4㊀Reverse vector switching综上可知,只有在相隔矢量切换时才会产生幅值为ʃU dc /2的CMV 尖峰,而且是否产生尖峰同时取决于相关矢量切换和三相桥臂电流方向,即产生CMV 尖峰的矢量切换与三相桥臂电流方向存在对应关系㊂1.3㊀DBSCS 原理针对以上问题,本文提出DBSCS,在死区时间将应保持打开状态的开关管暂时关闭,以阻断相关续流路径,使相隔矢量切换时不产生CMV 尖峰㊂以U 4向U 2切换为例,如图5(a)所示,未采用DBSCS 时电流方向为i a >0㊁i b >0㊁i c <0,在死区时间由于S 6保持开启,CMV 幅值为-U dc /2㊂而如图5(b)所示,采用了DBSCS 后在死区时关闭了S 6,CMV 幅值降为-U dc /6㊂图6为S 6关断后的续流路径,可以看出,此时i c转由S 5的续流二极管续流,从而避免了U dc /2的尖峰产生,降低了CMV 幅值㊂图5㊀死区开关状态和电压波形图Fig.5㊀Switch tube state and corresponding voltagewaveform图6㊀死区开关动作后的续流路径Fig.6㊀Freewheeling path after dead band switch action2㊀DBSCS 系统构成及抑制效果分析2.1㊀系统构成对两电平VSI 的PMSM 控制系统进行建模,控制方法采用电流预测控制㊂电机的定子电压方程为:u d =Ri d +L dd i dd t-ωr L q i q ;u q =Ri q +L q d i q d t+ωr (L d i d +ψf )㊂üþýïïïï(2)95第3期郭玉敬等:一种模型预测控制PMSM 系统共模电压抑制策略式中:u d ㊁u q ㊁i d ㊁i q ㊁L d ㊁L q 分别为定子电压㊁电流及电感的直㊁交轴分量;R 为定子电阻;ψf 为永磁磁链;ωr 为电机电角速度㊂对式(2)进行离散化,即可得到电流预测控制模型为i d (k +1)i q (k +1)éëêêùûúú=A 1i d (k )i q (k )éëêêùûúú+B 1u d (k )u q (k )éëêêùûúú+C 1㊂(3)式中x (k )表示k 时刻对应的变量x ,矩阵A 1㊁B 1㊁C 1为:A 1=1-R s T s /L d L q T s ωr (k )/L d -L d T s ωr (k )/L q1-R s T s /L q éëêêùûúú;B 1=T s /L d00T s /L q éëêêùûúú;C 1=0-ψf T s ωr (k )/L q[]㊂üþýïïïïïïïï(4)式中T s 为采样周期㊂建立如下的价值函数,在每个采样周期选择使价值函数最小的矢量输入控制系统:g =|i ∗d -i d (k +1)|+|i ∗q -i q (k +1)|㊂(5)式中:i ∗d ㊁i ∗q 为电流参考值;i d (k +1)㊁i q (k +1)为k +1时刻的电流预测值㊂由于常规模型预测控制存在固有的一拍延时,可以采用两步预测方式进行补偿,此时价值函数为g =|i ∗d -i d (k +2)|+|i ∗q -i q (k +2)|㊂(6)式中i d (k +2)㊁i q (k +2)分别为k +2时刻的dq 电流预测值㊂从式(6)可以看出,延时补偿需要预测k +2时刻的电流值,可通过下式来计算:i d (k +2)i q (k +2)éëêêùûúú=A 2i d (k +1)i q (k +1)éëêêùûúú+B 2u d (k +1)u q (k +1)éëêêùûúú+C 2㊂(7)式中A 2㊁B 2㊁C 2满足:A 2=1-R s T s /L d L q T s ωr (k +1)/L d -L d T s ωr (k +1)/L q1-R s T s /L q éëêêùûúú;B 2=T s /L d00T s /L q éëêêùûúú;C 2=0-ψf T s ωr (k +1)/L q[]㊂üþýïïïïïïïï(8)电流预测控制框图如图7所示,其中所提DB-SCS 可通过电流扇区判定和开关函数直接控制两种方法来实现,后面将对这两种方法进行详细介绍㊂图7㊀PMSM 电流预测控制框图Fig.7㊀PMSM current predictive control diagram2.2㊀DBSCS 电流扇区判定法图8展示了电流扇区的划分方法,根据三相电流的不同方向将电流平面划分为六个扇区,每个电流扇区对应有一组会产生CMV 尖峰的相隔矢量切换㊂图8㊀电流扇区划分Fig.8㊀Current sector division表2列出了会产生共模尖峰的相隔矢量切换与电流扇区及开关管的对应关系㊂在每个电流扇区分别对应着一个开关管,该开关管在对应相隔矢量切换时若保持打开状态,就会产生CMV 尖峰,在扇区切换时将之在死区内关闭即可达到消除CMV 尖峰的目的㊂图9显示了直流母线电压为90V 时采用电流扇区判定法的CMV 仿真波形㊂可以看出,由于存在一些尖峰,CMV 的最大幅值为45V,这是由于预测06电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀控制的电流纹波较大,电流过零时扇区难以准确判断,导致系统选择了错误的开关管进行动作造成㊂表2㊀电流扇区与相隔矢量对应表Table 2㊀Current sector and corresponding separatedvector switching电流扇区对应相隔矢量动作开关管1(101)U 1ѳңU 4S 42(100)U 5ѳңU 6S 13(110)U 2ѳңU 4S 64(010)U 3ѳңU 6S 35(011)U 1ѳңU 2S 26(001)U 3ѳңU 5S5图9㊀电流扇区判定法仿真结果Fig.9㊀Simulation results based on current sectordetermination为消除电流纹波对扇区判定的影响,在扇区判定中设定阈值㊂如图10所示,在电流扇区的相邻区域同时动作两个扇区的开关管,从而避免在扇区交界处由于扇区误判导致的CMV 尖峰㊂通过小信号分析法给出消除电流纹波的小信号分析式[19]为Δi =T s L 23U dc -Ri a ()ʈ2T s3L U dc㊂(9)式中:Δi 为三相中电流纹波的理论最大值;T s 为采样周期;U dc 为直流侧母线电压;R ㊁L 为线路阻抗㊂由于实际应用中,电流纹波比仿真中要大,因此Δi需要略大于理论计算值㊂Δi 若设置过小则不能有效消除CMV 尖峰,而设置过大则会增加电流总谐波畸变率(THD),因此合理的数值设置十分重要,本文中的Δi 设为0.2A㊂图10㊀设置阈值的电流扇区划分Fig.10㊀Current sector division with setting threshold图11给出了设置阈值的电流扇区判定法仿真结果㊂不难看出,通过设置扇区阈值有效减小了纹波对扇区判定的影响,尖峰被有效消除,共模电压幅值降为15V,相电流的谐波也有所降低㊂图11㊀设置阈值的电流扇区判定法仿真结果Fig.11㊀Simulation results with setting threshold2.3㊀DBSCS 开关函数直接控制法从以上分析可以看出,电流扇区的实时准确检测需要增加阈值,而阈值的整定在实际系统中也较为复杂,为了简化控制模型并提高控制效率,进一步提出了开关函数直接控制法来控制死区开关管㊂以第3电流扇区的开关管S 6为例㊂在该扇区内只有U 2与U 4相互切换时才存在S 1㊁S 2㊁S 3㊁S 4四个开关管同时关闭的情况,此时关断S 6就能消除该16第3期郭玉敬等:一种模型预测控制PMSM 系统共模电压抑制策略扇区的CMV尖峰,其他扇区同理㊂因此,以S1~S6表示对应开关管信号(0或1),根据表3在对应电流扇区判断检测信号,若检测信号全为关断(检测值全为0),则关闭相应开关管即可达到消除CMV 尖峰的目的㊂表3㊀电流扇区与开关管对应表Table3㊀Current sector and corresponding switch tube 电流扇区对应开关管检测信号1(101)S4S1㊁S2㊁S5㊁S62(100)S1S3㊁S4㊁S5㊁S63(110)S6S1㊁S2㊁S3㊁S44(010)S3S1㊁S2㊁S5㊁S65(011)S2S3㊁S4㊁S5㊁S66(001)S5S1㊁S2㊁S3㊁S4根据表3的开关动作对应关系,将每个开关管与另外两个桥臂的4个开关管信号直接绑定,为每个开关设定开关函数为:S1=S1ˑS3+S4+S5+S64;S2=S2ˑS3+S4+S5+S64㊂üþýïïïï(10)S3=S3ˑS1+S2+S5+S64;S4=S4ˑS1+S2+S5+S64㊂üþýïïïï(11)S5=S5ˑS1+S2+S3+S44;S6=S6ˑS1+S2+S3+S44㊂üþýïïïï(12)式中符号’⌉表示向上取整㊂当检测信号全为0时,其对应的函数值也为0,从而实现了开关管的关断㊂开关函数直接控制法无需判定电流扇区及矢量切换类型,只需根据式(10)~式(12)所示的开关函数即可直接控制开关管的开断,这种方法在抑制CMV尖峰的同时简化了控制模型㊂图12展示了开关函数直接控制法的仿真结果,可以看出,CMV不存在尖峰,其幅值被有效抑制,相电流的谐波也进一步被降低㊂2.4㊀仿真结果对比分析为验证本文所提策略的CMV抑制效果,将DB-SCS仿真结果与文献[19]的混合矢量法仿真结果进行对比分析㊂由于预测控制的开关频率并不固定,采用开关管在一定时间内的平均动作次数来体现开关频率㊂表4为不同方法下的开关次数与电流THD情况㊂可以看出,DBSCS的电流THD均低于混合矢量法,且开关函数直接控制法的开关次数和电流THD最低,分别为9.92k次/s和5.78%㊂图12㊀开关函数直接控制法的仿真结果Fig.12㊀Simulation results based on switching function direct control分析结果表明,DBSCS可有效抑制CMV幅值,其中开关函数控制法判定机制简单高效,受电流纹波影响小,可减少由于扇区误判引起的额外开关动作,并能降低电流THD,因此应用效果最佳㊂表4㊀平均开关次数与电流THD对比Table4㊀Comparison of switching frequency andcurrent THD控制策略开关次数/sCMV幅值电流THD/%DBSCS电流扇区法无阈值10.56k U dc/2 5.89有阈值10.52k U dc/6 5.80 DBSCS开关函数直接控制法9.92k U dc/6 5.78文献[19]混合矢量法10.42k U dc/6 5.93图13为CMV频谱分析图,可以看出文献[19]的混合矢量法基波幅值最大,达到了4.471V;含阈值电流扇区判定法时的基波幅值为4.088V,而采用开关函数直接控制法时的基波幅值为3.427V,进一步说明了DBSCS两种方法均能有效抑制CMV,且开关函数控制法抑制效果优于电流扇区判定法㊂26电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图13㊀CMV 的FFT 分析与比较Fig.13㊀FFT analysis and comparison of CMV3㊀实验验证3.1㊀实验平台搭建所搭建的实验平台主要由直流源㊁功率模块㊁控制模块㊁PMSM 及示波器组成,如图14所示㊂图14㊀实验平台搭建Fig.14㊀Construction of experimental platform实验用PMSM 参数如表5所示㊂实验通过控制模块将控制信号输入逆变器进而驱动电机,通过示波器可得到CMV 参数波形㊂表5㊀PMSM 参数Table 5㊀PMSM parameters3.2㊀实验结果分析将直流母线电压设置为30V 和60V,电机转速分别为300㊁600及1200r /min 时进行测量㊂实验测量了不设置阈值电流扇区判定法㊁设置阈值电流扇区判定法及开关函数直接控制法下的CMV,测量结果如图15~图17所示㊂图15为30V 直流母线电压㊁300r /min 转速下的CMV 波形,可以看出,未设置阈值的CMV 存在较多尖峰,最大值为15V;设置阈值后尖峰有所减少,但由于扇区实时判定存在困难仍存在少量CMV 尖峰;开关函数直接控制法未出现尖峰,CMV 最大值为5V㊂图15㊀30V 直流母线电压300r /min 下CMV 测量结果Fig.15㊀CMV experimental results under 30V DC volt-age and 300r /min图16为60V 直流母线电压㊁600r /min 转速下的实验波形,可以看出此时电流扇区判定法较300r /min 下的CMV 尖峰少,而开关函数直接控制36第3期郭玉敬等:一种模型预测控制PMSM 系统共模电压抑制策略法下则消除了CMV 尖峰㊂图17为60V 直流母线电压㊁1200r /min 转速下的实验波形,此时3种方式下均未出现尖峰,CMV 得到了有效抑制㊂图16㊀60V 直流母线电压600r /min 下CMV 测量结果Fig.16㊀CMV experimental results under 60V DC volt-age and 600r /min图17㊀60V 直流母线电压1200r /min 下CMV 测量结果Fig.17㊀CMV experimental results under 60V DC volt-age and 1200r /min以上实验结果可以看出,所提出的DBSCS 两种实现方法在电机高速时均可有效抑制CMV,与仿真结果一致㊂但在低速时抑制效果与仿真结果存在差异,原因在于电机低速运行时零矢量作用时间长,由于需要非零矢量合成零矢量,开关管的开关频率较高,因此对驱动信号的发生时间具有更高的要求,电流扇区判定法需要判定分区后再产生驱动信号,信号发生时间长,导致开关管响应不及时,所以基于电流扇区判定法在低速存在少量CMV 尖峰;而开关函数直接控制法直接产生驱动信号,信号发生时间短,开关管响应及时,在不同转速下均能实现将CMV 幅值抑制在U dc /6㊂4㊀结㊀论本文针对采用模型预测控制的PMSM 驱动系统提出了基于DBSCS 的CMV 抑制策略,该策略无需禁用非零矢量也不需要预选矢量集,即可实现对CMV 幅值的有效抑制㊂分别通过电流扇区判定及开关函数直接控制两种方法实现该策略,仿真和实验结果表明:1)DBSCS 两种实现方法均可实现抑制CMV,有利于提高电机及控制系统运行稳定性㊂2)电流扇区判定法能在对应电流扇区中针对特定矢量切换进行死区开关管控制,但由于判定条件增多同时还需整定扇区划分阈值,导致抑制效果受限,仍会存在部分CMV 尖峰㊂3)开关函数直接控制法通过桥臂间的开关信号绑定直接产生开关管信号,控制系统简单高效,解决了电流扇区判定过程中扇区实时判定以及阈值整定困难等问题,且与现有方法相比,在有效抑制CMV 的同时降低了开关次数及电流THD㊂实现DBSCS 无需增加电路硬件,不会增加系统成本及损耗,可为PMSM 控制系统的CMV 抑制提供一种可靠有效的方法㊂参考文献:[1]㊀潘斌,周扬忠.共模电压抑制的六相串联三相双PMSM 系统模型预测转矩控制[J ].中国电机工程学报,2021,41(16):5727.PAN Bin,ZHOU Yangzhong.Model predictive torque control of six-phase and three-phase PMSM series-connected system with common mode voltage suppression[J].Proceedings of the CSEE,2021,41(16):5727.46电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀[2]㊀WANG B,XU Y,SHEN Z,et al.Current control of grid-con-nected inverter with LCL filter based on extended-state observer estimations using single sensor and achieving improved robust ob-servation dynamics[J].IEEE Transactions on Industrial Electron-ics,2017,64(7):5428.[3]㊀王全东,常天庆,李方正,等.T型逆变器的共模干扰与共模电压抑制算法[J].电工技术学报,2016,31(23):159.WANG Quandong,CHANG Tianqing,LI Fangzheng,et -mon mode interference and common mode voltage suppression algo-rithm of T-shaped inverter[J].Transactions of China Electrotech-nical Society,2016,31(23):159.[4]㊀胡存刚,胡军,陈权,等.基于特定谐波消除PWM的三电平有源中点钳位逆变器共模电压抑制方法[J].电工技术学报, 2016,31(16):93.HU Cungang,HU Jun,CHEN Quan,et al.Suppression method of common-mode voltage for three-level active neutral-point-clamped inverter based on selective harmonics elimination PWM[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2016,31(16):93.[5]㊀周童,李辉,向学位,等.抑制碳化硅电驱系统共模电压的多矢量模型预测控制策略[J].电机与控制学报,2023,27(4):10.ZHOU Tong,LI Hui,XIANG Xuewei,et al.Multi-vector model predictive control strategy for suppressing high frequency common-code voltage in SiC electric drive system.[J].Electric Machines and Control,2023,27(4):10.[6]㊀徐质闲,王政,王学庆,等.T型三电平双三相永磁同步电机驱动零共模电压模型预测控制[J].中国电机工程学报, 2020,40(13):4301.XU Zhixian,WANG Zheng,WANG Xueqing,et al.A predictive current control method for a T-type three-level dual three-phase PMSM with zero common-mode voltage[J].Proceedings of the CSEE,2020,40(13):4301.[7]㊀XING X,LI X,QIN C,et al.An optimized zero-sequence voltageinjection method for eliminating circulating current and reducing common mode voltage of parallel-connected three-level converters [J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2020,67(8): 6583.[8]㊀WU M,XUE C,LI Y W,et al.A generalized selective harmonicelimination PWM 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[19]㊀郭磊磊,金楠,许烈.采用混合电压矢量预选和参考电压预测的逆变器共模电压尖峰消除方法[J].中国电机工程学报,2018,38(17):5167.GUO Leilei,JIN Nan,XU mon-mode voltage spikeselimination method for inverters using hybrid voltage vector prese-lection and reference voltage prediction[J].Proceedings of theCSEE,2018,38(17):5167.(编辑:刘素菊)56第3期郭玉敬等:一种模型预测控制PMSM系统共模电压抑制策略。

电气传动2020年第50卷第11期摘要：为了同时实现三相电压源型逆变器的控制性能优化和抑制输出共模电压，设计了一种可降低三相逆变器输出共模电压的模型预测控制（MPC ）策略。

在新型MPC 方案中，仅使用非零电压矢量来控制负载电流以降低共模电压。

同时，不同于传统方案中1个采样周期内仅使用1个最优矢量，新型MPC 方案中在每个采样周期基于成本函数选择2个非零电压矢量进行输出以获取快速的瞬态响应和较好的负载电流纹波特性。

使用三相逆变器实验平台开展了相关实验，实验结果表明，新型MPC 控制器在不使用零电压矢量的情况下，可将共模电压限制在设定幅值内，同时具有优良的动静态控制性能。

关键词：三相逆变器；模型预测控制；共模电压；电流控制中图分类号：TM464文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd21004Model Predictive Control Strategy to Reduce Common -mode Voltage for Three -phase InverterREN Wanying 1，XU Hexiu 2（1.Department of Electric Power Engineering ，Zhengzhou Electric Power Technology College ，Zhengzhou 451450，Henan ，China ；2.School of Emergency Management ，Henan Polytechnic University ，Jiaozuo 450000，Henan ，China ）Abstract:In order to simultaneously optimize the control performance of the three-phase voltage source inverter and suppress the output common-mode voltage ，a model predictive control （MPC ）strategy to reduce common-mode voltage for three-phase inverter was proposed.In the new MPC scheme ，only nonzero voltage vectors were utilized to control the load current as well as to reduce the common-mode voltage.At the same time ，unlike the traditional scheme ，which only used one optimal vector in one sampling period ，the new MPC scheme chose two nonzero voltage vectors based on cost function for output in each sampling period to obtain fast transient response and better load current ripple characteristics.Experiments were carried out using a three-phase inverter experimental platform.The experimental results show that the new MPC controller can limit the common-mode voltage to a set amplitude without using zero voltage vector ，and has excellent dynamic and static control performances.Key words:three-phase inverter ；model predictive control ；common-mode voltage ；current control基金项目：2021年度河南省高等学校重点科研项目课题（21B470012）作者简介：任万英（1982—），女，硕士，讲师，Email ：*****************降低共模电压的三相逆变器模型预测控制策略任万英1，许荷袖2（1.郑州电力职业技术学院电力工程系，河南郑州451450；2.河南理工大学应急管理学院，河南焦作450000）传统三相电压源型逆变器的经典控制方案是结合比例积分调节器和各种脉宽调制（pulse width modulation ，PWM ）的控制器[1-3]。