《模拟集成电路设计》复习

《模拟集成电路设计》复习大纲一、 概念：1. 密勒定理：如果将图（a ）的电路转换成图（b ）的电路，则Z 1=Z/(1-A V )，Z 2=Z/(1-A V -1)，其中A V =V Y /V X 。

这种现象可总结为密勒定理。

2. 沟道长度调制效应：当栅与漏之间的电压增大时，实际的反型沟道长度逐渐减小，也就是说，L 实际上是V DS 的函数，这种效应称为沟道长度调制。

3. 等效跨导Gm ：对于某种具体的电路结构，定义inDV I ∂∂为电路的等效跨导，来表示输入电压转换成输出电流的能力，跨导的表达式4. N 阱：CMOS 工艺中，PMOS 管与NMOS 管必须做在同一衬底上，若衬底为P 型，则PMOS 管要做在一个N 型的“局部衬底”上，这块与衬底掺杂类型相反的N 型“局部衬底”叫做N 阱。

5. 亚阈值导电效应：实际上，V GS =V TH 时，一个“弱”的反型层仍然存在，并有一些源漏电流，甚至当V GS <V TH 时，I D 也并非是无限小，而是与V GS 呈指数关系，这种效应叫亚阈值导电效应。

6. 有源电流镜：像有源器件一样用来处理信号的电流镜结构叫做有源电流镜。

7. 输出摆幅：输出电压最大值与最小值之间的差。

8. 放大应用时，通常使MOS 管工作在饱和区，电流受栅源过驱动电压控制，我们定义跨导来表示电压转换电流的能力。

9. 在模拟集成电路中MOS 晶体管是四端器件 10. 源跟随器主要应用是起到什么作用？11. λ为沟长调制效应系数，λ值与沟道长度成反比，对于较长的沟道，λ值较小。

12. 饱和区NMOS 管的电压条件及其其沟道电流表达式。

13. 共源共栅放大器结构的一个重要特性就是输出阻抗很高，因此可以做成恒定电流源。

14. MOS 管的主要几何参数15. 共模输入电平的变化会引起差动输出发生改变的因素有哪些？ 16. MOS 管的电路符号17. 增益小于1的单级放大器 18. N 阱和P 阱的概念19. MOS 管的二级效应的表达式，比如沟道长度调制效应、体效应、亚阈值效应 20. 按比例缩小理论：恒定电场、恒定电压、准恒压21. 采用电阻负载的共源级单级放大器其小信号增益Av 表达式 22. 在差动放大器设计中CMRR23. 带源极负反馈的共源级其小信号增益的表达式 24. 图示电路的小信号增益表达式。

1、 研究模拟集成电路的重要性：（1）首先，MOSFET 的特征尺寸越来越小，本征速度越来越快；（2）SOC 芯片发展的需求。

2、 模拟设计困难的原因：（1）模拟设计涉及到在速度、功耗、增益、精度、电源电压等多种因素间进行折衷，而数字电路只需在速度和功耗之间折衷；（2）模拟电路对噪声、串扰和其它干扰比数字电路要敏感得多；（3）器件的二级效应对模拟电路的影响比数字电路要严重得多；（4）高性能模拟电路的设计很少能自动完成，而许多数字电路都是自动综合和布局的。

3、 鲁棒性就是系统的健壮性。

它是在异常和危险情况下系统生存的关键。

所谓“鲁棒性”，是指控制系统在一定的参数摄动下，维持某些性能的特性。

4、 版图设计过程：设计规则检查（DRC ）、电气规则检查（ERC ）、一致性校验（LVS ）、RC分布参数提取5、 MOS 管正常工作的基本条件是:所有衬源（B 、S ）、衬漏（B 、D ）pn 结必须反偏6、 沟道为夹断条件：⇒GD GS DS T DS GS TH H V =V -≤V V V -V ≥V7、 （1）截止区：Id=0；Vgs<Vth（2）线性区的NMOSFET （0 < VDS < VGS －VT ）μ2D n oxGS TH DS DS W 1I =C [(V -V )V -V ]L 2（3）饱和区的MOSFET （VDS ≥ VGS －VT ）2)(2TH GS ox n D V V LWC I -=μ 8、 栅极跨导gm ：是表征栅-源电压对于输出漏极电流控制作用强弱的一个重要的参数，它反映了器件的小信号放大性能，希望越大越好。

∂∂D m VDS=constGSn oxGS TH I g =V W=μC (V -V )Lm D GS THg =2I =V -V9、 体效应：理想情况下是假设晶体管的衬底和源是短接的，实际上两者并不一定电位相同，当VB 变得更负时，Vth 增加，这种效应叫做体效应。

模集复习笔记By 潇然2018.6.202.2 I/V特性1. I-V特性2. 跨导定义：V GS对I DS的控制能力（I DS对V GS变化的灵敏度）饱和区跨导gm表达式：2. 线性电阻表达式2.3 二级效应1. 体效应γ为体效应系数，典型值0.3-0.4V-1/22. 沟道长度调制效应2.4 MOS器件模型定义：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由gm、gmb、r O等构成低频小信号模型，高频时还需加上C GS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1. MOS小信号模型①沟长调制效应引起的输出电阻②体效应跨导2. 完整的MOSFET小信号模型用于计算各节点时间常数、找出极点2.5 放大器的性能参数AIC设计的八边形法则分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2 共源级1. 电阻负载理想情况：考虑沟长调制效应：2. 二极管接法的MOS做负载① NMOS二极管负载存在体效应时的阻抗：忽略η随Vout的变化时，增益只于W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很好。

② PMOS管负载缺点：a.大增益需要极大的器件尺寸b. 输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3. 电流源做负载4. 深线性区MOS管做负载5. 带源极负反馈①增益与跨导随着RS增大， Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度；但以牺牲增益为代价。

另外，可以通过如下方法简便计算：Av=“在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”②输出电阻3.3 源跟随器（共漏）1. 负载为Rs2. 负载为电流源3. 考虑r O和R L后的增益（注意分析过程）4. 负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4 共栅级1. 不考虑沟长调制效应时增益，体效应导致增益增加2. 输入阻抗R D=0时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗，故在R D较小时，输入阻抗小3. 输出阻抗计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大3.5 共源共栅级1. 增益（不考虑沟长调制）（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71，掌握方法即可）2. 输出阻抗M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2）r O2倍；有利于实现高增益3. 其他性质：①作理想电流源，代价：输出摆幅减小②屏蔽特性：Vout端有ΔVout的电压跳变时，表现在X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4. 折叠共源共栅5. 总结：4.2 基本差动对1. 大信号差分特性上式假定了M1、M2均工作在饱和区，然鹅2. 大信号共模特性共模输入电平必须满足：3. 小信号差分特性因此，当ΔVin为下值时跨导降为0：，其表征放大器所允许的最大输入差分信号差模增益：用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：①单边输入时差模增益为-gmR D②差分输入时差模增益为-gmR D③单边输入时单端输出增益为-gmR D/24. 小信号共模特性若电路完全对称，则流过M1和M2管的直流电流总为I SS/2，不随Vin,CM的变化而变化，因此，V X和V Y不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、V TH等），R D1和R D2之间有失配（阻值不完全相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大①尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则V P会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化， Vout1和Vout2会随之变化，但Vout1和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）共模增益为：②输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：5. CMRR-共模抑制比Common-Mode Rejection Ratio，用来综合反映差分放大器的性能5.1 基本电流镜原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同)1()()(2121DSTHGSoxnREFVVVLWCIλμ+-=)1()()(2222DSTHGSoxnoutVVVLWCIλμ+-=因此)1()/()1()/(1122DSDSREFoutVLWVLWIIλλ++=复制精度受工艺（宽长比）、沟长调制效应的影响5.3 有源电流镜6.1 密勒效应如果上图1的电路可以转换成图2的电路，则是在所关心的频率下的小信号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV，这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。

模集复习笔记By 潇然2018.6.202.2 I/V特性1. I-V特性2. 跨导定义：V GS对I DS的控制能力（I DS对V GS变化的灵敏度）饱和区跨导gm表达式：2. 线性电阻表达式2.3 二级效应1. 体效应γ为体效应系数，典型值0.3-0.4V-1/22. 沟道长度调制效应2.4 MOS器件模型定义：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由gm、gmb、r O等构成低频小信号模型，高频时还需加上C GS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1. MOS小信号模型①沟长调制效应引起的输出电阻②体效应跨导2. 完整的MOSFET小信号模型用于计算各节点时间常数、找出极点2.5 放大器的性能参数AIC设计的八边形法则分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2 共源级1. 电阻负载理想情况：考虑沟长调制效应：2. 二极管接法的MOS做负载① NMOS二极管负载存在体效应时的阻抗：忽略η随Vout的变化时，增益只于W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很好。

② PMOS管负载缺点：a. 大增益需要极大的器件尺寸b. 输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3. 电流源做负载4. 深线性区MOS管做负载5. 带源极负反馈①增益与跨导随着RS增大， Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度；但以牺牲增益为代价。

另外，可以通过如下方法简便计算：Av=“在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”②输出电阻3.3 源跟随器（共漏）1. 负载为Rs2. 负载为电流源3. 考虑r O和R L后的增益（注意分析过程）4. 负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4 共栅级1. 不考虑沟长调制效应时增益，体效应导致增益增加2. 输入阻抗R D=0时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗，故在R D较小时，输入阻抗小3. 输出阻抗计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大3.5 共源共栅级1. 增益（不考虑沟长调制）（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71，掌握方法即可）2. 输出阻抗M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2）r O2倍；有利于实现高增益3. 其他性质：①作理想电流源，代价：输出摆幅减小②屏蔽特性：Vout端有ΔVout的电压跳变时，表现在X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4. 折叠共源共栅5. 总结：4.2 基本差动对1. 大信号差分特性上式假定了M1、M2均工作在饱和区，然鹅2. 大信号共模特性共模输入电平必须满足：3. 小信号差分特性因此，当ΔVin为下值时跨导降为0：，其表征放大器所允许的最大输入差分信号差模增益：用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：①单边输入时差模增益为-gmR D②差分输入时差模增益为-gmR D③单边输入时单端输出增益为-gmR D/24. 小信号共模特性若电路完全对称，则流过M1和M2管的直流电流总为I SS/2，不随Vin,CM的变化而变化，因此，V X和V Y不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、V TH等），R D1和R D2之间有失配（阻值不完全相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大①尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则V P会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化， Vout1和Vout2会随之变化，但Vout1和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）共模增益为：②输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：5. CMRR-共模抑制比Common-Mode Rejection Ratio，用来综合反映差分放大器的性能5.1 基本电流镜原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同复制精度受工艺（宽长比）、沟长调制效应的影响5.3 有源电流镜6.1 密勒效应如果上图1的电路可以转换成图2的电路，则是在所关心的频率下的小信号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV，这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。

《模拟集成电路原理与设计》期末复习1.Assuming all MOSFETs are in saturation, plot the small-signal model and calculate the small-signal volt age gain of the circuit in Fig. 1 (入*0z 丫二0)2.Assuming all MOSFETs are in saturation, plot the small-signal model and calculate the small-signal voltage gain of the circuit in Fig. 2 (X=AO Z y=0)3.Design the folded-cascode op amp of Fig. 3 for the following requirements: maximum differential swing = 2.4 V, total power dissipation = 6 mW. If all of the transistors have a channel length of 0.5 pm, what is the overall voltage gain? Can the input common-mode level be as low as zero?4.Consider the feedback amplifier depicted in Fig・4, where Cl and C2 set the closed-loop gain, (a) Determine the small-signal step response of the circuit, (b) Calculate the positive and negative slew rates.5.Calculatc the input impedance and the tramsfer function of the circuit in Fig. 5.6.Calculate the input impedance and the transfer function of the circuit in Fig. 67.Assuming all MOSFETs are in saturation, calculate the input-referred 1/f noise voltage of the circuit shown in Fig. 78.Assuming al 1 MOSFETs are in satirration, calculate the input-referred thermal noisc voltage of the circuit shown in Fig. 89.Derive an expression for I out in Fig. 9.10.Consider the seif-biased cascode shown in Fig. 10. Determine the minimum and maximum values of R-I K B F such that both Mi and M2 remain in saturation.11.For the circuit of Fig. 11, determine the minimum value of I ss that guarantees osci1 lation.12.Explain how the start-up circuit shown in Fig.5 operates. Derive a relationship that guarantees V x < V T n after the circuit turns on.Fig. Ifl片竹°%Fig. 8Fig. 7Fig. 9Fig. 11 Fig. 12NMOS Mocel LEVEL « 1 NSUBrTOX « 9—9 MJ = 045 PMOS Model LEVEL ■ 1 NSUD-5e<!4 TOX ・9e 9 MJ ■ 0.5 GAMMA » 0.45 UO.350 CJ«0 56e-3 CGDO»0.4e 9GAMMA ■ 0.4 UO^ 100 CJ“94"3 CGDO = 0.30-9 PHI = 09 LAMBDA 二 0.1 CJSW = 0 35«^11 JS-31 0e-8 PHI - 0.8 LAMBDA-0 2 CJSW « 0 32e JS ・0 5e ・8 Note: Device parameters refer to Table 2.1; Wo 二&854X 10'I4Farad/cm; technology node = 0.5 pm. VTO w 0.7 LO-0 08e-6 PB ■ 0 9 MJSW « 0.2 VTO - -O S LD ・ 0 09—6 P8«09 MJSW ■ 0.3。