交错并联反激变换器倍周期分岔现象分析

Buck 模式时波形如图 4、5 所示。
第2期
图 4 Buck 模式下 0＜D＜0.5 时工作波形
图 2 Boost 模式下 0＜D＜0.5 时工作波形
图 5 Buck 模式下 0.5＜D＜1 时工作波形
3 参数设计
图 3 Boost 模式下 0.5＜D＜1 时工作波形 由图 1 可知，当变换器工作在 Buck 模式时，其能量从 右侧 V2流向左侧 V1，此时 S2、S4参与工作，S1、S3停止工作， 与 S1、S3并联的二极管 D1、D3充当续流二极管，导通电路的 作用，具体见表 2。
双向 DC/DC 变换器向来都是电源设计的重要部分， 不仅在蓄电池方面起着重要作用，在航天电源、电动汽 车车载电源方面也起着不可替代的作用。近年来，双向 DC/DC 变换器备受关注，应用更加广泛，不单单是可以 将高压侧电压通过 DC/DC 转化为低压供给低压侧需求， 现已增添可以将低压侧低电压通过 DC/DC 变换器转化 为高压在高压侧存储起来。在功能方面实现双向的传 达，在能源方面起到节省作用。同时，可以收集低压侧， 以便于下次利用，清洁无污染。
L2
S4
L1
S3
D4
D3
S2
V1
C1
S1
D1
D2
C2
V2
图 1 二相交错并联双向 DC/DC 变换器
2 工作原理
由图 1 可知，当变换器工作在 Boost 模式时，其能量从 左侧 V1流向右侧 V2，此时 S1、S3参与工作，S2、S4停止工作，
收稿日期：2017-01-09 作者简介：唐刚（博士，教授，研究方向：电机 智能控制，微机控制技术、故障诊断等。
表 2 Buck 模式下能量流通情况
工作模式 开关管 S2 开关管 S4 续流管 D1 续流管 D3 电感 L1 电感 L2

双管正激变换器交错并联的方法比较摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。

本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。

最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正确性。

关键词：双管正激变换器移相并联开关应力Comparison of Interleaving Methods of Two— transistor Forward Converter Abstract:Two methods of interleaving two— transistor forward converters are presented in this paper・ Firstly, the operation stages are analyzed・ Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed and compared・ After that , the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as wel1. Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two— transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress1引言双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。

交错并联反激变换器效率解释说明以及概述引言部分应包括如下内容：1.1 概述：交错并联反激变换器是一种常见的非隔离型直流-直流（DC-DC）变换器电路拓扑结构，广泛应用于电子设备中。

该变换器可以有效降低开关损耗和电感元件的尺寸，提高整体效率和功率密度。

因此，研究和优化交错并联反激变换器的效率具有重要意义，并且已成为当前电力电子领域的热门研究方向。

1.2 文章结构：本文章共分为五个部分：引言、交错并联反激变换器效率解释说明、交错并联反激变换器效率提高方法、实验研究与案例分析以及结论与展望。

在引言部分，我们将介绍和概述交错并联反激变换器效率相关的背景信息，并简要描述了本文各个部分的内容和组织结构。

1.3 目的：本文旨在探讨交错并联反激变换器效率问题，并介绍影响其效率的因素及改进方法。

通过实验研究和案例分析，我们将评估不同策略对效率的影响，并对未来交错并联反激变换器的发展前景和研究方向进行展望。

本文的目标是为电力电子领域研究人员和工程师提供参考和指导，以提高交错并联反激变换器在实际应用中的效率和性能。

以上是引言部分内容的详细描述，请根据需要进行调整和修改。

2. 交错并联反激变换器效率解释说明:2.1 交错并联反激变换器原理交错并联反激变换器是一种高效率的功率转换电路，常用于直流-直流（DC-DC）转换应用中。

它由多个单相半桥或全桥拓扑的模块组成，这些模块以交错的方式连接在一起。

该电路通过将输入电压周期性地切断和恢复，将储存在磁场中的能量传输到输出端。

2.2 效率的定义与计算方法在交错并联反激变换器中，功率转换效率是衡量其性能好坏的重要指标。

功率转换效率定义为输出功率与输入功率之比。

计算方法可以通过测量输出功率和输入功率，并使用以下公式进行计算：效率= (输出功率/ 输入功率) * 1002.3 影响交错并联反激变换器效率的因素交错并联反激变换器的效率受多个因素影响。

其中主要包括以下几点：a) 开关损耗：开关元件（如MOSFET或IGBT）在切换过程中会产生一定的损耗，这会降低整体效率。

非爆 炸 本质 安全 判 据 ， 根 本 上解 决 普 通 单 通 道 开 从 ２ １ 临界 电感 的确 定 ．
分 析 交错并 联 磁集 成 Ｂ ｃ ｕ ｋ变换 器 耦 合 磁 件 的
四种工 作模 态 可得其 稳态 等效 电感 为 ：
一
关 变换 器 的 电感 、 电容 取 值 不 能 同 时兼 顾 电气 性 能
佳 的防爆 方法 。开关 电源 是 电子设 备 中非常 重要 的
关 管 ， Ｄ 为 续 流 二 极 管 ， 负 载 电 阻 ， ￡ Ｄ、 Ｒ为 ￡和 ：
为耦合 集 成 磁 件 ， Ｌ ＝Ｌ 。设 耦 合 系数 为 ｋ 且 。 ＝ ，
开关管 的开 关周 期为 ， 导通 时 间为 Ｔ 则 开 关管 。，
指标 要 求和本 安 特 性要 求 的矛 盾 ， 使 得 本 安 防爆 并

三
一 ｚ
， ＋
Ｌ ｑｌ
＋
ｄ ，
型开 关 变换 器 的输 出功率 得到 成倍 提 高 。 单 通道 Ｂ ｃ ｕｋ变换 器 工 作 于 Ｃ Ｍ 与 Ｄ Ｍ 模 式 Ｃ Ｃ
２ 交错并联磁 集成 Ｂ ｃ ｕ ｋ变 换 器 的工 作 特 性
Ｊ ｌ ０１ ｕ ｙ２ ３
交 错 并 联 磁 集成 Ｂ ｃ ｕ ｋ变 换 器 的本 安 特 性 分 析 及 优 化 设 计
杨 玉 岗，李 龙 华
（ 宁工程技 术 大 学电 气与控 制 工程 学院 ，辽 宁 葫芦 岛 １ ５ ０ ） 辽 ２ １５
摘 要 ： 交错 并联 磁 集成 变换 器的 最大 电感 电流 和最 大输 出短路 释放 能 量进 行 分析 计 算。 指 出采 对 用交错 并联 磁 集成 电路 能在 更好 的保证 本 质安 全 的前提 下 实现 变换 器输 出功率 的成倍 提 高 。得 出 了交错 并联磁 集成 Ｂ ｃ ｕ ｋ变换 器的非爆 炸 性本 质 安全 判据 和使 得 其 最 大输 出短 路 释 放 能 量最 小 的 最 佳 电感 、 电容 设计 参数 。 实验 结果证 明 分析 方法 的可行 性 。 关 键词 ：本质 安全 ； ｕｋ变换 器 ；交错 并联磁 集成 ； 小点 燃放 电能 量 ；优化 设计 Ｂｃ 最

ISlave
t
3TM1 2
3TM2 TM1 − 2 2
3TM3 TM2 − 2 2
3TM4 TM3 − 2 2
3TM5 TM4 − 2 2
图 1 移相开通信号
中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会
IMaster
假设输出电压 uac 和输出电压 U dc 保持不变，下一个开
关周期
TM1
TM2
TM3
TM4
TM5
3TM4 TM3 − 2 2
3TM5 TM4 − 2 2
TM6
t
∆I1 = 1， 误差信号不会放大。 然而 I Sl
3TM2 TM1 − 2 2
Turn off Turn off
输入电流增大，输入功率增大，而由于电压环的调节作 用 ， 开 通 时 间 Ton 就 会 减 小 ， 从 而 几 个 周 期 后 ，
t
3TM3 TM2 − 2 2
TS1
TS2
TS3
TS4
TS5
图 2 移相关断信号
∆I n < 1 。实验也证明采用这种移相控制方法，从相 ∆I 0
电感电流工作稳定且移相 180°。
利用 FPGA 实现上述两种移相控制方案，并且利用 电路中的耦合电感实现了 Boost 电路的二极管零反向恢 4 复损耗。实验发现，采用图 1 移相开通法，两相的电感 电流工作稳定，且得到的总输入电流的纹波很小。采用 这种控制方法即可以保证从相电感电流工作于 CRM 图 2 移相关断法，当输入电压较低时，两相电感电流工 模式又能满足移相的要求，但实际上从相电感电流工作 作稳定，但当输入电压上升到一定的幅值时，就会出现 不稳定。 次谐波振荡现象。于是，分别对这两种控制方法进行了 稳定性分析，并得出结论。 如图 4， 理想的从相电流应该是零电流开通， 在 180 ° 控制 信号处 关 断 并 且从 相 开 通 时间 等 于 主 相 开 通 时 间。假如在某一时刻有一个扰动 ∆Ton ，如图 4 所示。实 线是从相电流理想波形，虚线是扰动后电感电流变化的 这种控制方法的缺点是从相的电感电流可能工作在 曲线。 DCM 或者 CCM 状态。但无论是实验还是仿真，CCM 或者 DCM 现象都不严重。如图 3-3，理想的从相电流应 在 180°移相控制信号处零电流开通并且从相开通时间 等于主相开通时间。假设某一时刻从相电感电流工作在 CCM 状态，相对于理想的电流波形有个 ∆I 0 ，如图 3 所 示。

第30卷第9期仪器仪表学报V ol.30 No. 9 2009年9月Chinese Journal of Scientific Instrument Sep. 2009 交错并联双管正激软开关变流器的动态分析*褚恩辉，程洪波，刘秀翀，张化光（东北大学信息科学与工程学院沈阳110004）摘 要：为减小变换器的开关损耗，提高变换器的转换效率，提出了一种新型交错并联双管正激软开关变流器，并进行了电路的动态分析。

即通过利用输出平滑电感、变压器漏感及开关管缓冲电容的作用，实现了所有开关管的软开关。

该变换器可有效地抑制开关管的电压、电流尖峰，变压器和开关管流过的环流电流小，回路总导通损失小。

该文详细分析了它的工作原理，软开关实现条件。

制作了一个使用IGBT的500W-100kHz的样机，通过仿真和实验验证了该变换器的有效性。

关键词：交错并联；双管正激变换器；中间抽头的平滑电感滤波器；软开关中图分类号：TM464文献标识码：A国家标准学科分类代码：470.40Dynamic analysis of interleaving double switch forwardsoft switching converterChu Enhui, Cheng Hongbo, Liu Xiuchong, Zhang Huaguang（College of Information Science & Engineering Northeastern University, Shenyang 110004, China）Abstract：This paper presents a novel interleaving double switch forward soft switching converter to reduce switching loss and improve efficiency. Dynamic analysis on the circuit of converter inverter is also provided in the paper. A tapped-inductor type smoothing filter, lossless snubber capacitors and transformer parasitic inductance are used to achieve soft-switching conditions of the active power switches. Lower peak voltage and peak current stresses could be achieved in the converter. Furthermore, lower circulating current through transformer and switching devices could also be achieved to reduce the losses in the circuit. The operating principle of the new soft switching power converter and the conditions of realizing soft-switching are analyzed in detail. A 500W-100kHz prototype was made using IGBT. The effectiveness of the proposed converter is confirmed by the simulation and experimental results.Key words：interleaving technique; double switch forward converter; tapped inductor type smoothing filter; soft switching1引 言随着电力电子技术的发展，软开关技术的应用在PWM逆变器高频化进程中起着重要的作用。

交错并联CCM Boost PFC变换器研究！刘欣睿林竞力郭筱瑛2,张煜楓万敏3,曹太强1(1.西华大学电气与电子信息学院，四川成都610039;2.攀枝花学院电气信息工程学院，四川攀枝花617000;3.西华大学理学院，四川成都610039)摘要：针对功率因数校正变换器电感电流连续导电模式（Continue Conduction M ode, C C M)时，两相交错并联Boost P1C变换器各支路不均流造成某一支路中开关管电流应力加大的问题，采用占空比补偿电流控制策略。

该控制策略在平均电流控制的基础上，在并联支路内部加入补偿环，根据每相电流与1/2给定输入电流的偏差程度对占空比进行补偿，实现了并联两支路的均流，最终达到减小开关管电流应力的目的。

最后，建立了仿真电路，通过仿真分析可知，未采用该控制策略时，两支路电流分别为5A与2.2A，其中5A支路M0S管的电流峰值为9.2A;在采用占空比补偿电流控制策略后，两支路电流均为3.6 A，两个M0S管的电流峰值均为6.8 A，均流效果明显，开关管的电流应力减小，验证了占空比补偿电流控制交错并联C C M Boost P1C变换器的可行性。

关键词：交错并联；Boost P1C变换器；平均电流控制；占空比补偿控制中图分类号：T M7文献标识码：A D0I： 10.16157/j.issn.0258-7998.173841中文引用格式：刘欣睿，林竞力，郭筱瑛，等.交错并联C C M Boost P F C变换器研究[J].电子技术应用，2018,44(8):143-146. 英文弓I用格式：Liu Xinrui，Lin Jingli，Guo Xiaoying，et al. Research on interleaved parallel C C M boost P F C converter[J]. Application of Electronic Technique，2018，44(8) ：143-146.Research on interleaved parallel CCM Boost PFC converterLiu Xinrui1，Lin Jin g li1，Guo Xiaoying2，Zhang Yufeng1，Wan Min3，Cao Taiqiang1(1 .School of Electric Information，Xihua University，Chengdu 610039，China ;2.School of Information and Electric Engineering，Panzhihua University，Panzhihua 617000，China ;3.School of Science，Xihua University，Chengdu 610039，China)Abstract ：This paper adopts duty cycle compensation current control strategy to resolve the increasing current stress in one of the branches of the interleaved parallel Boost P F C converter, which i s caused by the unequal branch current whe n the power factor cor­rection converter works in inductor current continuous conduction mode. By adding the duty cycle compensation controller in the traditional controller，the branch current can be equalled and decrease the current stress. Lastly, the simulation i s created. Before adopting the new strategy, the two branch current are 5 A and 2.2 A, the peak current of the M O S F E T in 5 A branch i s9.2 A; After adoping the ne w strategy, the two branch current are both 3.6 A, the peak current of the M O S F E T in both branch are 6.8 A. From the analysis of the simulation，the new strategy can achieve the equal branch current and decrease the branch current stress. Simultaneously,the feasibility of the interleaved - parallel C C M Boost P F C converter under the new strategy i s verified.Key words ：interleaved parallel ；Boost P F C converter ；average current control ；duty cycle compensation control〇引言我国电动汽车产业快速发展，大量电动汽车充电行为为电网带来大量谐波[1-2]。

6）双管正激变换器
图1-6双管正激变换器
如图1-6所示，S1和S2同时导通同时关断，当S1和S2导通时，输入直流母线电压加在变压器原边绕组上，向副边传输能量，当S1和S2关断后，Dl&D2导通，磁化能量回馈电源。
双管正激变换器的优点：
①电路结构简洁，通过两个二极管来提供励磁电流回路，实现铁芯磁复位，去除了复杂的磁复位电路，与开关管串联的二极管将开关管的电压箝位在输入电压，同时为变压器的励磁电流提供回路，励磁能量回馈给电源，减小了损耗，功率管只承受输入直流母线电压，电压应力低。
③每个并联支路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，减轻了散热设计的难度。
④输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。
两路双管正激变换器相当于一个全桥电路，所用的器件数量基本相同，但是交错并联双管正激变换器克服了全桥变换器的变压器偏磁、桥臂直通和控制驱动复杂等缺点。基于对以上几种常用隔离式DC/DC电路拓扑的分析，根据380VAC三相交流输入，输出平均功率3KVA的技术指标，本次设计选择交错并联双管正激变换器。【8】
理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（）
2.管理类（）；3.外语类（）；4.艺术类（）
题目类型
1.毕业设计（√）2.论文（）
题目来源
科研课题（）生产实际（）自选题目（√）
主
要
内
容
1查询双管正激变换器的技术资料，消化理解工作原理。
2掌握交错并联双管正激变换器系统构成及工作原理。
3根据芯片的技术性能，设计一台410V~615V直流输入，180V直流输
2)反激变换器
图1-2反激变换器
如图1-2所示，其电路形式与正激变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。从输出端看，反激变换器是电流源，功率管每开通一次，就要往输出端传送能量，因此输出端不能开路。

输出滤波电容侧并联的交错并联双管正激变换器原理及仿真分析作者：朱念汪震来源：《卷宗》2012年第06期摘要：如今高电压输入的隔离型DC-DC双管正激变换器被广泛应用。

但双管正激变换器工作占空比必须小于0.5，会造成整流输出脉动大、利用率不高等缺点。

因此，产生了交错并联双管正激DC-DC变换器，其除了保留双管正激变换器无桥臂直通等优点外，变换器的开关频率和输出功率得到提高，电流脉动及滤波器尺寸减小。

本文对在输出滤波电容侧并联的交错并联双管正激变换器进行了理论，分析其优缺点，应用MATLAB仿真软件对零电压转换的交错并联双管正激变换器进行了仿真实验，在仿真中不断优化电路参数，对仿真结果进行了分析。

关键词：滤波电容；交错并联；双管正激0引言经过多年的发展，开关电源技术取得了很大的成功，但由于其结构复杂、涉及的元器件较多的缺点，且需要降低成本、提高可靠性，仍有一些问题需要解决。

如：电源的设计和生产需要较高的电力电子技术支持；需要根据实际经验来进行电路的调试，有一定的难度。

针对第一个问题，目前各种开关电源虽然形式多样、结构不一，但大都由几种基本的DC-DC变换器拓扑组合而成。

针对第二个问题，随着计算机软、硬件的发展及仿真技术的不断完善，人们可以利用先进的仿真技术，结合仿真软件（如PSPICE、MATLAB等软件）来解决开关电源开发、设计和生产中存在的问题。

1交错并联双管正激变换器的原理分析交错控制是指各变换单元的工作频率和工作占空比相同，相邻变换单元之间的移相角为36０°/N。

(其中 N是变换单元数)。

两个双管正激变换器进行交错有两种组合方法：一种是两个双管正激变换器并联在输出电容两端，两个变换器有自己的滤波电感，称为在输出滤波电容测并联的交错并联双管正激变换器；另一种是两个双管正激变换器并联在续流二极管两端，他们共用一个滤波电感。

两路双管正激变换器采用交错控制，即控制脉冲之间移相１８０°。

6.69mV. The maximum load current is 18A, and the maximum load regulation is less
than 1.3%. When the load current is greater than 2A, the current imbalance of each
method, including parameter calculation of input and output capacitors and energy
storage inductor.
Compared with the single-phase converter, the control strategy of the multi-phase
automatic current sharing method, external controller method, etc. need to add
additional circuits, which increases circuit complexity. In this thesis, the average current
换器扰动信号进行分析，提出了基于数字 PID 控制多相交错并联拓扑结构多环
控制策略。以三相交错并联 BUCK 型 DC-DC 变换器为例，通过 Matlab/Simulink
对该方案进行了仿真验证，仿真结果表明，采用该控制策略的三相交错并联
BUCK 型 DC-DC 变换器具有输出纹波低，带载能力强，各相电流均衡度、系统
of the drive signal. Affected by the manufacturing process, the actual parameters of the

This paper compares the few basic DC/DC converter, illustrating four kinds of PWM feedback control method, analyzing the principle of interleaved two transistor forward and the performance of its transformer, comparing the average current control and the peak current control, emphasizing the advantages and the disadvantages of the peak current. Furthermore, it introduce the chip UC2846 which uses peak current control method, deduce the signal model of the Buck circuit using peak current mode control with slope compensation in detail, then make frequency domain simulation to the model, at last carry out the design process of the system.
而随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通和家 庭中的应用日益广泛，而谐波所造成的危害也日益严重。谐波使电能的生产、传输和利 用的效率降低，使得电气设备过热、产生振动和噪声并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚 至发生故障或烧毁。谐波可引起电力系统局部并联谐振或串连谐振，使谐波含量放大， 造成电容器等设备烧毁，在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的叠加，使得中线 过流而损坏。谐波还会引起继电保护和自动装置误动作，使电能计量出现混乱。谐波对 通讯设备和电子设备会产生严重的干扰[4]。

采用图 ２ 中的控制方式，ＶＳ１ 和 ＶＳ２ 占空比的丢失 相同，有效占空比亦相同，对负载均衡供电。
图 ２ 中，若将 ＶＳ３ 的驱动信号延长至 ＶＳ１ 开通 前，则可实现 ＶＳ１ 和 ＶＳ３ 的 ＺＶＳ，减小变换器的开 关损耗。但是，在 ＶＳ１ 关断的整个期间内，ｉＬｒ１ 均有 谐振电流，且负向电流峰值大，变压器初级电流有
４７
第 ４１ 卷第 ５ 期
电力电子技术
Ｖｏｌ．４１， Ｎｏ．５
２００７ 年 ５ 月
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｍａｙ， ２００７
Ｕｏ ／ｎ）／Ｌｒ 的 速 率 增 大 ， ｕｄｓＶＳ３ ＝Ｕｉｎ ＋ｕＣｃ， ｄｉＶＤ１／ｄｔ ＝
－ Ｕｏ／（ｎ２Ｌｍ）－ （Ｕｉｎ＋Ｕｏ ／ｎ）／（ｎＬｒ）。ｔ９ 时刻，ｉＶＤ１ 下降至零
图 ２ 变换器工作原理波形
具体工作模态分析如下。
（１）模态 １［ｔ０￣ｔ１］ ＶＳ１，ＶＤ２ 导通，ＶＳ２，ＶＳ３ 关断， ＶＤ３，ＶＤ１ 截止，Ｔ１ 的磁化电感和漏感线性充电，Ｔ２ 的 磁化能量传送给负载，并为 Ｃｆ 充电。ｄｉＬｒ１／ｄｔ≈Ｕｉｎ／Ｌｍ， ｄｉＶＤ２／ｄｔ＝－ Ｕｏ／（ｎ２Ｌｍ）。
有源箝位反激变换器［１］有效解决了这一问题。 同时，其开关管实现了零电压开关，减小了开关损 耗，但其输入电流脉动较大，输出功率水平低；改进 型交错并联有源箝位反激变换器采用交错并联技 术 ［２，３］，与 有 源 箝 位 反 激 变 换 器 相 比 ，输 出 功 率 水 平 高，且输入、输出电流的脉动频率提高了一倍，从而 减小了对输入、输出滤波器的要求。下面将详细分 析该变换器的工作原理，讨论两种控制方式对其性 能的影响，阐述电路主要参数的设计原则。通过对 一台 ８０ｋＨｚ，６００Ｗ 原理样机的实验，验证了理论分 析的正确性。

i2M(t1)=0，t0-1=t1－t0=(2D－1/2)Ts
也即
I2M0=(Uin/L2M)(2D－1/2)Ts
这一时段内D1、D2、Q3、Q4上承受的电压均为Uin。
2)开关模态2[t1～t2][参考图3(b)]
t1时刻，励磁电流i2M（t1）为零，D3、D4自然关断，此时T2原边磁化电感L2M、漏感L2S、Q3、Q4漏源结电容Coss3、Coss4开始谐振。i2M反向流动，给Q3、Q4漏源结电容放电，如果uds3(uds4)下降到零，因Q3、Q4体二极管导通，uds3(uds4)将被箝位为零。这一时段因为另一路中Q1、Q2导通，使得D7上的电压被箝为Uin/n，而T2副边电压不会超过Uin/n，因而不会出现单路双管正激副边箝位为零的情况，所以在T2绕组上（同名端）出现正压。对应有
1)这类变换器原边电流较大，即使很小的电阻也会引起可观的损耗，因此应尽量紧凑地布局的主电路的元器件，同时尽可能减小变压器的绕组电阻。可采用输入大面积铺地以减小输入导线的电阻，选用高Bs、低Br的低损耗磁芯材料。
2)因原边电流较大，为减小功率器件的通态损耗，功率管宜采用导通电阻较低的功率MOSFET器件，或采用多个MOSFET并联使用，但同时，必须注意到工作于硬开关状态下的功率器件，高频工作时其开关损耗比较高，因此在选择器件时，必须折衷考虑MOS器件的导通损耗和容性相关损耗(开关损耗、驱动损耗)。需要的话，可以考虑采用软开关技术。
图7所示为副边整流电路，交错并联电路结构使副边输出电压UA的等效占空比加倍，虽然可以减小输出滤波电感的体积，但却使续流管D7的开关频率加倍，处于更高频率的开关过程。由于D7存在反向恢复，这样会在D5、D7以及T1副边(D6、D7以及T2副边)形成环流，造成更大的损耗，如果在t1～t2段di/dt过高（），不仅会引起振铃现象而产生严重的电磁干扰，而且还可能会因为瞬态尖峰电压太高而损坏二极管或电路中的其它半导体器件，因此D7宜采用t0～t1恢复时间短而t1～t2时间长即柔度系数大的快恢复二极管。

交错并联倍压Boost变换器轻载控制策略沈国桥吴小田张龙龙徐德鸿（浙江大学电气工程学院，杭州310027）摘要：本文研究了交错并联倍压Boost变换器的轻载运行特性及其控制策略。

该类变换器在轻载运行条件下将工作于电流断续模式，开关占空比小，采用常规控制方法存在倍压电容电压下降问题，造成功率开关电压应力增加，从而限制了低耐压器件的应用。

本文分析了变换器在轻载运行条件下存在的问题，推导了维持正常运行状态的临界条件。

然后进一步提出了称为交替移相控制的一种新的PWM控制策略，使该变换器克服了轻载问题，维持正常工作所具有的高升压比、低电压应力等特性。

最后给出了仿真和实验验证结果。

　关键词：电力电子升压变换交错并联移相控制倍压电路　中图分类号：TM46A Novel Control Method for Light-loaded Multiphase Boost ConverterWith Switching CapacitorsSHEN Guoqiao WU Xiaotian ZHANG Longlong XU Dehong(College of Electrical Engineering, Zhejiang University, Hangzhou 310027) Abstract: In this paper, a method for improving the operation characteristics of the multiphase interleaved boost converter integrated with switched capacitors is presented. The light-load problem of this converter is investigated. The critical condition to maintain a desirable operation even at light load is derived as a guide to design the converter and its control. A novel PWM control method named Alternating Phase Shift (APS) is proposed to assure the good operation at light-load. Simulations and experimental results prove the theory and the proposed control method.Key words: Power electronic, Boost, Interleaving, Phase shift control, V oltage multiplier1引言高升压比DC-DC变换器广泛应用于电动汽车、通信电源、不间断电源及燃料电池发电等领域，其高直流增益通常由高频变压器、耦合电感和开关电容等方法来实现[1-5]。

课题10：双向交错并联DC/DC变流器设计与仿真主要性能指标要求：输入线电压10V-15V，交流输出功率400W，输出电压48V，电压控制稳态精度为3%，输出电压纹波峰峰值为100mv。

具体内容：要求学生在深入学习和分析双向交错并联DC/DC变换器的组成和工作原理基础上，完成主电路和驱动保护电路的硬件设计与元件选型，并在MATLAB SIMULINK平台上，完成控制系统仿真。

摘要本设计是在双线交错并联DC/DC电路结构图的基础上进行主电路和驱动电路，保护电路的硬件设计，并通过对电路参数的计算进行元件选型，并在simulink上完成控制系统的仿真。

【关键词】DC/DC变换器，驱动电路PWM控制，保护电路第一章原理分析1.1双向交错并联DC/DC变换器工作模式分析Boost工作模式该模式下电路的等效电路图如下图所示：该电路的作用把低压端储存的能量通过Boost电路变换成电压较高、稳定的直流电源。

此时S3和S4工作，Csuper（Vin）放电。

由于变换器在启动时功率较大，而超级电容的电压又较低，故其放电电流较大，进而两路电感电流之和在变换器工作于Boost模式时一直处于连续工作状态。

而且，当变换器工作在最大功率下时，每一路的电感电流也工作在连续状态。

为了简化分析，对变换器工作于最大功率时，作出如下假设：（1）两路开关导通占空比相等，即D3=D4=D，相位差相差180度；（2）两路电感相等，即L1=L2=L;（3）电路已经进入稳态，各个开关周期内电流相等。

根据开关管S3、S4占空比D的情况，Boost模式又可以分为3种状态：D<0.5，D=0.5和D>0.5。

当D<0.5时，由于开关管的导通时间较短，存在两路的续流二极管同时导通的情况，该状态下个阶段电路的主要波形如图2所示。

图2 Boost模式D<0.5时电路主要工作波形在阶段一中，开关管S3开通，电感L1储存能量；开关管S4关断，D2续流，电感L2释放能量，此阶段有：在阶段二中，开关管S3关断，D1续流，电感L1释放能量；开关管S4关断，D2续流，电感L2释放能量，此阶段有：阶段三和阶段四重复阶段一和阶段二的过程，根据图2和伏秒前平衡原理，可以分别求得电感电流的纹波△iL1、△IL2和超级电容的纹波△isc以及电压增益Ay:当占空比D=0.5时，电路只有两个阶段，开关管S3和S4轮流导通，该状态下的电路阶段过程和各阶段的主要工作波形如图3所示。

电气传动2014年第44卷第8期多相交错并联BUCK 变换器断续模式下的自举分析曹凯炜，左月飞，朱学忠，刘闯（南京航空航天大学自动化学院，江苏南京210016）摘要：针对多相交错并联BUCK 变换器中功率开关管电位浮动的问题对驱动电路中的自举部分进行了研究。

当电感电流断续时，续流时间很短，导致自举电容充电时间过短，驱动电路自举困难。

根据多相交错并联BUCK 变换器输出滤波电容在一个开关周期内的电荷增加量和减少量相等这一理论，推导了单相及多相时电感电流的续流时间，指出了并联相数、输入输出电压比、滤波电感、开关周期以及负载均为影响电路自举的因素。

最后，设计完成了一台400W 两相交错并联BUCK 变换器，进行了单相和两相交错并联的实验，验证了理论分析的正确性。

关键词：自举；电流断续模式；续流时间中图分类号：TM461文献标识码：ABootstrap Analysis of Multiphase Interleaving BUCK Converter in Discontinuous Current ModeCAO Kai ⁃wei ，ZUO Yue ⁃fei ，ZHU Xue ⁃zhong ，LIU Chuang（Automation Institute ，Nanjing University of Aeronautics &Astronautics ，Nanjing 210016，Jiangsu ，China ）Abstract:Considering the voltage floating of the power switch in multiphase interleaving BUCK converter ，someresearch were did on the bootstrap part of the drive circuit.When the converter was in discontinuous current mode（DCM ），the freewheeling time was too short to have a success bootstrap.According to the theory that the increase anddecrease of the quantity of electric is equal in output capacitor within one switch cycle in multiphase interleaving BUCK converter ，the freewheeling time in single phase and multiphase were deduced ，obtained the factors influencingthe bootstrap ：the parallel phase ，the ratio of input and output voltage ，the switch cycle ，the inductance and the load.Designed a 400W interleaving BUCK converter ，experiments were taken in single phase and two phase ，verify the correctness of the theoretical analysis.Key words:bootstrap ；discontinuous current mode （DCM ）；freewheeling time基金项目：国家自然科学基金项目（50977044）作者简介：曹凯炜（1988-），女，硕士，Email ：ckw1989love@1引言BUCK 变换器由于拓扑简单、动态性能好等优点，在航空领域得到了广泛应用。

反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。

理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。

由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。

这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。

理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。

文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。

如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。

相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。

另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。

具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。

为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。

在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。

很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V3匝，漏感1uH，12V7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显着。

改进方法：1.变压器工艺，让功率比较大，电压比较低的绕组最靠近初级，其漏感最小，电压比较高，功率比较小的远离初级，这样就增加了其漏感。