图腾柱式无桥零纹波交错并联Boost功率因数校正器

拓扑结构
PFC基本的拓扑结构主要有buck、 boost、buck-boost、flyback等（在第 一次汇报中已经讲过）
但是由于boost拓扑结构，控制简单、 效率高、电流波形失真小等众多优点， 使得其得到了十分广泛的应用。
拓扑结构


新型拓扑的提出：无桥boost PFC 随着功率等级的提高和电流的增大，整流桥中的 损耗将占司率先提出了 无桥boost PFC拓扑结构。
总结：
1、成本低、效率高、结构简单、容易实现， 并且具有高响应速度、低输出电压纹波的 高功率因数变换器是我们追求的最终目标。 2、PFC传统的控制方法在现阶段应用依然十 分广泛，随着技术的进步，会逐渐向数字 控制和三相PFC的方向发展。
输入信号频率远小于开关频率。 当调制开关占空比使得每个周期开关输出端斩波波形的积分值恰好等 于控制信号的积分值，即： 那么每个周期开关输出端斩波波形平均值恰好等于控制信号平均值， 即：
因此，在一个周期内，输出信号能够及时被控制
*单周期控制技术是一种不需要乘法器的新颖 控制方法。它取消了传统控制方法中的乘法器， 使整个控制电路的复杂程度降低，是一种很有 发展前景的控制方法。 *单周期控制是一种非线性控制，它能在一个 周期内自动消除稳态、瞬态误差，前一周期的 误差不会带到下一个周期。因此具有动态响应 快、开关频率恒定、鲁棒性好和易于实现的特 点。 *市场上有IR1150等单周期PFC芯片，相对 UC3854，外围电路简单许多，而且实现PFC效 果和UC3854一样好。可以在市场上做成3854 替代品。 单周期控制也有它的缺点：在中、大功率 时候，容易出现基波相移的问题


经过这一发展阶段，APFC技术取得了长足发展，APFC技 术已经基本趋于成熟，得到了广发应用。同时，三相PFC 技术也逐渐得到了人们的关注，并且被广泛研究，但由于 三相APFC电路工作原理复杂，控制技术难度大，目前还 不是很成熟。

boost电路功率因数校正原理
Boost电路的功率因数校正（PFC）原理主要涉及对输入电流和电压的相位和波形进行控制，以实现高功率因数。

以下是其工作原理：
1. 电压闭环控制：用于稳定输出电压。

电压控制器产生控制指令（电压控制器的输出称为电压控制指令）。

2. 电流闭环控制：为了使电感电流能够跟踪整流桥输出的“馒头波”波形（这样输入电流能够成为正弦波并与输入电压同相位），需要添加电流闭环来控制电感电流。

将电压控制指令与整流桥输出电压采样相乘，形成“馒头波”式的控制指令，作为电流控制器的参考给定值。

3. 电流控制器：其输出的控制指令就是开关管的占空比，经开关管驱动控制开关管通断，以控制电感电流跟踪参考给定值并稳定输出电压。

4. 控制电感电流：通过控制电感电流跟踪参考给定值，使得电感电流（橙色）在参考给定值（蓝色）的附近上下环绕，电感电流近似为“馒头波”。

5. 输入电流和电压的控制：经过PFC控制，输入电流（橙色）呈毛刺状正
弦波，且与输入电压（蓝色）基本同相位，达到了功率因数校正的目的。

总之，Boost电路的PFC通过调整输入电流和电压的波形和相位，使其尽
可能接近正弦波并保持同相位，从而提高电源的功率因数，减小谐波失真。

Ｂ ｏｔ ｏ ｓ 电路 因输 入 电流 连 续 、 扑 结 构 简 单 、 拓 关 断 ， 是辅 助 电路 中开关 元件 数量较 多 。 但 针对 上述 变换 器 的不 足 ， 文 提 出 了一 种 新 本
效率高等特点 ， 广泛用于各种升压场合 引。随着
变换器 功率 等级 的增 加 ， 变换 器通 常需 要并联 。 传 统 的 交 错 并 联 Ｂ ｏｔ 换 器 具 有 下 列 优 ｏｓ 变 点： 电路 结构 简单 ， 过各 相 电感 电流纹 波 的抵 消 通 作 用 ， 以减 小输 入 电流纹 波 ； 可 整个 输 出功率 被各
序 图如 图 ２ 图 ３所示 。 、
ｉｌ ）＝￡ 手（ ￡ 一 （ ） （） ｖ（ ， ＋ Ｔ 一ｏ ￡ ２ ） ｏ
ａ
模态 ２ ｔ ２ ： ［ 一ｔ］ 在ｔ 时刻 ， Ｄ Ｖ ２关 断 ，， 和 ｕ 都不 再 箝位 （ 。
于输 出 电压 ， 他 Ｃ Ｃ 和 开始 放 电 ， 反 向充 电 ， 流过 的 电流 ｈ继续 反 向增 加 。ｔ 时 刻 ， 。 ： Ｕ 和
．
ｉ ＝ ， 流 ｉ 反 向增 加 ， 将 减 电 砚 将 ｉ
△ ：
Ⅲ
（） ９
小， 直到该模态 结束时 ， 等 于 ， ０ Ｖ ２ ｉ 。 ＝ ， Ｄ
关断。
由于电路结构对称 ， 模态 ５～ ８的工作情况与 前四个工作模态类似。
一
在 该 模 态 中 ， 过 的 电 流 和 开 关 Ｖ １ 流 Ｔ
有 无 源软 开 关 功能 、 本 低 、 靠性 高 、 成 可 不用 附加
控制电路等优点 ； 同时， 电路也保持了传统两相交
错 并联 Ｂ ｏｔ 换器 输 入 电 流纹 波 小 的 优 点 。最 ｏｓ变

一种交错并联型Boost PFC的建模与设计艾建坤;秦会斌【摘要】High power factor correction can be realized by the topology of Interleaved Boost which has the advantag?es of the small input ripple,the high power density and so on. The principle of Interleaved Boost has been analyzed, including the working process,the mathematical model established by the state space averaging method and the analysis of inductance current ripple. A 4 kW prototype was designed,and the relevant parameters were tested. The tested results show that staggered parallel boost PFC can achieve high power factor,the high power factor closes to 1.%采用一种交错并联型Boost电路拓扑来实现大功率因数矫正器,该拓扑具有输入纹波小,功率密度高等优点.对交错并联型Boost PFC进行了原理分析,包括工作过程,通过状态空间平均法建立的数学模型,以及电感电流纹波的分析.通过设计硬件电路和控制电路,制作了一台4 kW的样机,测试了相关参数,结果显示交错并联型Boost PFC可实现高功率因数,功率因数接近1.【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2016(039)006【总页数】6页(P1537-1542)【关键词】交错并联型BoostPFC;状态空间平均法;电感电流纹波;功率因数【作者】艾建坤;秦会斌【作者单位】杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,杭州310018;杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,杭州310018【正文语种】中文【中图分类】TN46随着大功率的单相交流电源供电设备的普及，传统的单级Boost PFC的使用受到器件和成本的限制。

交错并联Boost PFC电路的研究郭超;韦力【摘要】The single-phase interleaved parallel Boost PFC circuit is adopted to improve the power grade and efficiency.The discrete inductor is used as a boost inductor. The operation experiment and simulation of interleaved parallel Boost PFC circuit were conducted uner the intermittent mode of inductance current. The interleaved parallel Boost circuit is capable of reducing the inductance capability and EMI filter size. The simulation and experimental results prove that the PFC circuit can realize good correction effect with small input current ripple and switching stress.%提出了一种单相并联交错Boost PFC电路,升压电感采用分立式电感.详细论述电感电流断续模式下的Boost PFC交错并联电路,减小单个电感容量和前级EMI滤波器尺寸,提高PFC 电路的功率等级和效率.仿真与实验结果表明,该PFC电路具有良好的校正效果,较小的输入电流纹波,较低的开关应力.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2011(034)010【总页数】3页(P133-135)【关键词】电力电子;交错并联;分立电感器;功率因数校正【作者】郭超;韦力【作者单位】西安科技大学,陕西西安710054;西安科技大学,陕西西安710054【正文语种】中文【中图分类】TN710-34Boost变换器由于其升压电路简单，效率高，工作性能稳定等优点被广泛的应用为PFC电路中。

相两电平变换器是最广泛的三相变换器之一ꎮ 它能
尽管非隔离式 ＤＣ / ＤＣ 变换器拓扑结构简单、体
文献[１２] 提出了一种三相全桥 ＰＦＣꎬ在 １１ｋＷ 的功
离ꎬ它的抗干扰能力较差ꎬ同时比较难实现宽输出电
１９
« 电气开关» (２０２４. Ｎｏ. ２)
压范围ꎮ
２ ２ ２ 隔离式
功率密度ꎬ增加成本ꎮ
Ｂｕｃｋ － ｂｏｏｓｔ 变换器是典型的一种非隔离配置ꎮ
扑结构ꎬ由两个交错的升压相和额外的桥臂组成ꎮ
臂上下两个开关由死区互补驱动ꎬ额外的桥臂则用
于实现同步整流ꎮ 图腾柱 ＰＦＣ 拓扑具有共模噪声
２ ２ １ 非隔离式
图 ３( ａ) 所示为传统的 ｂｕｃｋ － ｂｏｏｓｔ 拓扑ꎬ由两个电
感器ꎬ两个开关管以及一个电容器组成ꎮ 传统拓扑
９８ ９％ ꎮ
态技术来对控制器进行简化ꎬ文献[２０] 利用磁元件
图 ２( ｃ) 为三相全桥 ＰＦＣ 变换器的拓扑ꎬ这种三
高达 ９８ ５％ ꎮ
够提供更高的功率水平ꎬ同时器件数少、控制简单ꎮ
积较小、成本较低且转换效率高ꎬ但由于缺少电流隔
２ １ ２ 全桥结构
能够实现宽输出电压范围与高输出功率ꎬ平均效率
率等级下效率达到 ９８ ３％ ꎬ但其忽略了对功率密度
行单位功率因素校正的同时通常伴随着升压的操
采用了三相四线制的全桥 ＰＦＣ 来消除后级非隔离
将输入电流转换为与电网电压同相位的正弦波ꎬ进
作ꎮ 而后连接较大的低频滤波电容器ꎬ通常为电解
电容器ꎬ用于产生较平滑的直流链路电压ꎬ并通过
ＤＣ / ＤＣ 变换器产生所需的稳定直流电压ꎮ 最后经
直流滤波到电动汽车的电池上ꎮ 由于直流链路大电
容的存在ꎬ两个转换极能够通过该储能元件进行解

收稿日期:2022-06-15基金项目:苏州市职业大学研究性课程教改项目(S Z D Y K C 220707);苏州市职业大学 青蓝工程 资助项目;苏州市职业大学高级访问研修资助项目㊂作者简介:张波(1979 ),男,副教授,高级工程师,硕士,主要研究方向:电力电子技术㊂交错并联B o o s t P F C 电路的研究与设计张 波,吕欣呈,马文杰,王 宁(苏州市职业大学智慧能源装备与电能变换协同创新中心,江苏苏州 215104) 摘 要:交错并联B o o s t 不仅能提高P F C 电路功率等级,还能减小电路纹波,降低E M I 滤波器设计难度㊂文章针对传统的B o o s t P F C 电路的不足,用交错并联B o o s t 替代传统的B o o s t 电路来提高功率等级㊁提高效率㊂分析比较了B o o s t P F C 电路控制方式,优选平均电流控制模式,研制的交错并联B o o s t P F C 电路,效率达98%以上,P F 值达0.98以上㊂关键词:交错并联;S i C 器件;平均电流控制;高效率 中图分类号:T M 46 文献标识码:A 文章编号:1007 6921(2023)07 0118 03 市电经二极管整流和电容滤波是很多电器和电子设备初步获得直流电的常用方式㊂但这种方式电流非正弦化,畸变严重,导致线路中产生大量谐波,电路功率因数下降很多[1],会给电网带来不少危害,必须进行功率因数校正(P F C )㊂无源P F C 笨重体积大,且对电流谐波抑制效果不够好,因此有源功率因数校正(A P F C )技术得到了广泛的应用和研究㊂传统的B o o s t 电路实现P F C 有着不少优点,但也有一些不足㊂笔者从电路拓扑结构等方面入手,配合新颖的控制方式解决其不足之处㊂1 传统的B o o s t P F C有别于采用电感㊁电容等无源器件进行功率因数校正,采用可控半导体器件这类有源器件进行功率数校正称为有源功率因数校正㊂有源功率因数校正是在二极管整流电路和负载间加入D C /D C 变换器,采用相应的控制技术,强迫电流波形跟随正弦电压变化㊂有源功率因数校正极大地消除了电流畸变,从而获得很接近于1的功率因数[2],很大程度上减少了总谐波畸变(T H D )㊂从理论上来说,任何一种D C /D C 变换的拓扑如B u c k ㊁B o o s t ㊁C u k ㊁f l yb ac k 等等都能用于P F C 的主电路㊂B o o s t 电路具有很多优点:输入电流连续;输入电感位于电流前端,输入电流易于控制,有助于功率因数提高和E M I 滤波器的设计;升压变换,以在很宽的输入电压范围内工作;功率开关器件电压应力不超过输出电压,且易于驱动㊂因此常用B o o s t 电路实现电路的P F C ,如图1㊂P F C 电路从系统结构来看,分为单级式P F C 电路和两级式P F C 电路㊂两级式P F C 电路前级的D C /D C 电路主要实现P F C ,后级D C /D C 变换负责电路最终的输出电压㊁电流㊂单级式P F C 用一个D C /D C 变换电路既实现P F C ,也负责控制最终输出的电压电流㊂单级式P F C 控制过于复杂,未达到人们预期,实际中用得很少㊂图1 传统的B o o s t P F C 电路根据B o o s t 电路工作时电感电流是否连续,把B o o s t P F C 电路分为连续导电模式(C C M )和不连续导电模式(D C M )两种㊂D C M 方式会增加E M I 滤波器负担,电感和控制电路设计复杂,电压过零点时电流波形有较严重的畸变,只能在中小功率的情况下应用㊂C C M 模式下,根据电流控制方式的不同,又分为峰值电流控制㊁滞环电流控制和平均电流㊃811㊃2023年4月内蒙古科技与经济A pr i l 20237521I n n e r M o n g o l i a S c i e n c e T e c h n o l o g y &E c o n o m yN o .7T o t a l N o .521控制3种㊂3种控制方式都是双闭环控制,外环电压控制使输出电压稳定,内环是电流控制实现P F C ㊂以控制B o o s t 电路为例㊂3种控制方式前面部分的控制都一样㊂采样B o o s t P F C 电路的输出电压U o u t 得到的电压信号与基准电压U r e f 经误差放大信号得到V e a ,V e a 与采样的二极管整流电压信号(正弦半波)相乘后得到电流基准信号i r e f ㊂峰值电流控制采样开关管电流i s ,每个控制周期开始时开关管导通,i s 达到电流基准i r e f 时开关管关断,电流峰值包络线为正弦波;滞环电流控制采样电感电流i L ,电流基准i r e f 与i L 的差值i e 达到设定的滞环下限时开关管导通,达到设定的滞环上限时开关管断开,电感电流峰谷包络线都是正弦波;平均电流控制也采样电感电流i L ,电流误差放大器设计为P I 调节器,i r e f 与i L 通过此P I 调节器输出与频率固定的锯齿波比较得到控制开关管的P WM 信号㊂当i L >i r e f 时,反向积分,P I 调节器输出电压变小,P WM 信号占空比减少,反之占空比增加㊂开关动作时刻取决于积分(上一周期的)结果,所以称之为平均电流控制㊂峰值电流控制时,峰值与平均值误差较多,T H D 较大,占空比变化较大,占空比>0.5时会产生谐波振荡,须加入谐波补偿;滞环电流控制是变频控制,滤波器设计困难,滞环宽度对开关频率和系统性能影响大;平均电流控制效果好,是目前用得最多的P F C 控制方式[3]㊂2 交错并联B o o s t P F C 电路单个B o o s t 电路功率不够高,用多个B o o s t 电路并联的方式可提高其功率等级㊂常用的是两个B o o s t 交错并联实现P FC [2],如图2㊂电感L 1㊁开关管S 1㊁二极管D 1㊁电容C 构成B o o s t 电路1,电感L 2㊁开关管S 2㊁二极管D 2㊁电容C 构成B o o s t 电路2,两B o o s t 电路共用1电容C ㊂两B o o s t 电路参数一致,工作情况一样,只是两开关管S 1和S 2开通时刻互差半个周期㊂图2 交错并联B o o s t P F C如前所述,采用平均电流控制模式㊂电压采样㊁获得电流基准等都和传统的单通道B o o s t P F C 电路相同,交错并联B o o s t P F C 电路的两路B o o s t 电路控制时共用一个电流基准i r e f ,获取电流基准后各自控制是分别实现的㊂两B o o s t 电路控制部分都有各自的电流误差放大器㊁P WM 信号比较器㊂两B o o s t 电路使用相同的误差放大器和比较器㊂生成P WM 信号时采用同幅值,同频率但初相位相差180ʎ的锯齿波信号㊂B o o s t 电路1采样电感L 1的电流i L 1,使用B o o s t 电路1的电流误差放大器和P WM 信号比较器完成后续控制㊂B o o s t 电路2采样电感L 2的电流i L 2,使用B o o s t 电路2的电流误差放大器和P WM 信号比较器完成后续控制㊂控制框图如图3所示㊂由于锯齿波1和锯齿波2初相位相差180ʎ,所以脉宽调制信号P WM 1和P WM 2形状相同,每个周期的起始位置相差180ʎ㊂对称性的设计,两B o o s t 电路的电流都为输入电流的一半㊂电感的储能与电流的平方成正比,实现同样功率时,两路B o o s t 电路交错并联时单路电感体积是单独使用一个B o o s t 电路时电感体积的1/4[4]㊂假设占空D=0.5㊂并联交错的两B o o s t 电路一路开关管导通电感电流上升时另一路开关管断开电感电流下降,两电路参数一致时,理论上总输入电流(i L 1+i L 2)纹波电流为0㊂占空比>0.5时不会出现S 1和S 2同时断开的情况,占空比<0.5时不会出现S 1和S 2同时导通的情况㊂占空比偏离0.5的绝对值越多电流纹波越大,但总有两路B o o s t 电感电流纹波抵消的部分,总输入电流纹波比单个B o o s t 电路减少很多㊂并联交错时总输出电流频率是每路B o o s t 变换器的2倍㊂因此,同样情况下,可采用更小的输出电容C ,同时也降低了对输入E M I 滤波器的要求㊂图3 控制框图㊃911㊃张波,等㊃交错并联B o o s t P F C 电路的研究与设计2023年第7期3实验结果并联交错B o o s t P F C电路设计指标为:输入电压85V~265V,总功率4k W,功率因数ȡ0.96, T H D<5%,满载时本级效率ȡ98%㊂提高开关频率可减小电感电重量体积,但也会带来更大的开关损耗,设计时根据需要恰当取舍㊂此处开关频率设计为150k H z㊂功率半导体器件全都采用S i C器件㊂二极管采用耐压650V,额定电流16A的型号为D H16G65C6的二极管㊂S i C器件是新一代的宽禁带半导体器件,相比于S i器件有很多优点㊂MO S管选择导通电阻很小的型号为I MW65R027M1H的MO S管,其电压定额U D S= 650V,电流定额I D=59A,通态漏源间等效电阻R D S(o n)=60mΩ,开启电压U G S(t h)=4.5V㊂相比于S i材料器件,S i C器件有着更高的工作频率,可实现更高的耐压和更低的功率损耗㊂S i C器件目前市场化的主要就是二极管和MO S管㊂S i C MO S管的优越性能必须要有相应的驱动电路与之配合,通常不能照搬S i材料MO S管的驱动电路,否则其优越的性能就发挥不出来㊂Lȡ(1-D m a x)(2D m a x-1)U00.2i L m a xˑf s(1) Cȡ2P0ˑt h o l dU20-α2ˑU20(2)B o o s t电路电感L1(L2)和输出滤波电容C可分别按式(1)和式(2)选取㊂D m a x是B o o s t电路最大占空比,即输入电压最低时的占空比㊂i L m a x是单相电感电流最大峰值,取电感的纹波调整率为0.2,f s 是开关管工作频率,P0是电路总的输出功率,U0是输出电压㊂输入端掉电时输出电容能按原电压给负载供电的时间称为保持时间,记作t h o l d,一般在15 m s~50m s之间,这里t h o l d取20m s㊂α是输出电压保持系数,这里α取0.8㊂控制器以D S P芯片T M S320F28035为核心㊂图4是占空比为0.5时两MO S管漏源极上电压波形,两管子开通时刻相差半个周期㊂图5是占空比为0.4时两电感上电流i L1和i L2波形,从图中可以看出两电感电流i L1和i L2的变化量Δi L1与Δi L2可相互抵消相当大一部分,两电感电流之和即总和输入电流纹波减小很多,测试结果显示,满载时,输入电压在85V~265V范围内时均能实现功率因数校正,P F在0.973和0.987之间变化㊂输入电压为220V时,30%负载时P F值为9.961,P F值随着负载的增加而增加,满载时P F值为0.983㊂满载时,B o o s t P F C电路本级变换效率为98.29%,10%负载时其效率为94.05%,负载越大效率越高㊂图4两MO S管电压波形图5两电感电流i L1和i L2的波形4结束语采用参数一致的B o o s t电路交错并联工作,可极大地提高传统P F C电路的功率等级,减少纹波,减少电重量体积,而且实现功率因数效果很好㊂交错并联B o o s t P F C电路在功率较大的场合下有很高的应用和推广价值㊂[参考文献][1]杨文惠.配电网络最佳功率因数确定[J].内蒙古科技与经济,2016(20):90-91. [2]梁凯歌.车载充电机中的交错并联B o o s t P F C系统设计与优化[D].南京:南京理工大学,2018.[3]王晨阳,罗萍,周先立,等.用于峰值电流模B o o s t变换器的瞬态响应优化电路[J].微电子学,2020,50(6):794-798.[4]廖鸣宇.低电流启动交错并联B o o s t型P F C变换器及其控制技术研究[D].重庆:重庆理工大学,2020.㊃021㊃总第521期内蒙古科技与经济。

基于UCC28061的功率因数校正装置范佳春;付虹;刘洪柳【摘要】功率因数校正（Power Factor Correction ，PFC）是治理谐波污染的一种有效方法。

采用交错并联Boost电路拓扑结构，用UCC28061控制芯片，实现了电源功率因数的校正，功率因数可达0．99以上。

%Power factor correction is an effective way to check the harmonic pollution .We apply the interleaved Boost circuit topology structure ,UCC28061 as controller to correct the power factor of power supply .The power factor can be improved up to 0 .99 .【期刊名称】《长春工业大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2014(000)004【总页数】6页(P455-460)【关键词】PFC;交错并联Boost;UCC28061【作者】范佳春;付虹;刘洪柳【作者单位】长春工业大学电气与电子工程学院，吉林长春 130012;长春工业大学电气与电子工程学院，吉林长春 130012;长春工业大学电气与电子工程学院，吉林长春 130012【正文语种】中文【中图分类】TP230 引言在交流电路原理，功率因数PF＝cosφ，表示电压与电流之间的相位差的余弦［1］。

在开关电源中，由于电路中的非线性元器件作用，会产生与输入频率不同的电流或者电压，这些电流或者电压就是所谓的谐波。

它与开关电源的功率因数密切相关，即：式中：THD——谐波畸变率，表示电流谐波或者电压谐波的含量。

1 拓扑电路及控制策略文中所设计的功率因数校正器是采用有源器件的APFC技术，其基本思想是：在整流器和滤波电容之间加入一个功率变化电路，应用电流反馈技术，使输入电流波形跟踪输入电压波形，从而减小THD值，以达到提高功率因数的目的［2］。

一种高效的同步整流Boost软开关变换器苏淑靖; 袁财源; 王少斌【期刊名称】《《现代电子技术》》【年(卷),期】2019(042)016【总页数】5页(P122-125,130)【关键词】同步整流; Boost变换器; 软开关; 参数选取; 原理分析; 仿真验证【作者】苏淑靖; 袁财源; 王少斌【作者单位】中北大学电子测试技术重点实验室山西太原 030051【正文语种】中文【中图分类】TN624-34; TP301.60 引言同步整流Boost 变换器由通态电阻极低的功率开关管来取代传统Boost 变换器的整流二极管而得到[1]，因其具有结构简单、成本低、效率高、输入电流连续等优点，被广泛应用于不间断电源、功率因数校正、光伏发电等领域[2-3]。

同步整流Boost 变换器通常使用的功率MOSFET 管尽管通态电阻极低，使得开关损耗有所降低，但其体二极管的不良反向恢复特性依旧制约着变换器效率的提高[4]。

为此，在兼顾变换器成本与效率的情况下，软开关技术的引入至关重要。

针对同步整流Boost 变换器，通常需要采用辅助电路对变换器中特定的开关节点进行预充电，从而实现开关管的零电压切换。

一般的辅助电路需要引入开关管、二极管以及无源器件等，用以实现主开关管的软开关，如文献[4-5]所设计的辅助电路。

然而这些方案使得变换器成本增加，也容易导致辅助器件的过压等可靠性问题，同时也会增加变换器的控制及驱动难度[6-7]。

本文提出了一种同步整流Boost 软开关变换器，相比传统的软开关变换器的复杂控制，开关的控制方式较为简单，不仅实现了主开关管的零电压通断，也实现了辅助开关管的零电流通断，能够有效提高变换器的效率。

1 工作原理图1是所提的同步整流Boost 软开关拓扑。

其中:S1，S2为变换器的主开关管；D1，D2分别为各自的体二极管；C1，C2为谐振电容，且 C1=C2=Cr；L 为主电感；C 和 R 分别为滤波电容和负载；开关管S3为辅助开关管；D3为体二极管；Lr为谐振电感；Ta为变压器；D 为二极管。

图腾柱无桥PFC的同步整流优化控制图腾柱无桥PFC是一种应用于交流至直流转换的电源电路。

它可以通过对输入电源进行整流和滤波，实现对直流负载的稳定供电。

为了提高其性能和效率，同步整流优化控制是一种常用的技术手段。

一、图腾柱无桥PFC的工作原理图腾柱无桥PFC（Power factor correction）的工作原理基于功率半桥拓扑。

它包括两个并联的开关管，一个为主开关管，另一个为主和辅助开关管。

整个电路可以分为四个时期进行分析：换挡、充电、放电和关断。

在换挡时期，主开关管关闭，辅助开关管导通，此时电感储能。

在充电时期，主开关管导通，辅助开关管关闭，电感释放能量并加上电容储能。

在放电时期，主开关管关闭，辅助开关管导通，电容通过二极管向负载放电。

在关断时期，主开关管关闭，辅助开关管导通，负载通过二极管继续供电。

二、同步整流的优化控制同步整流优化控制是对图腾柱无桥PFC进行改进的一种技术手段。

它利用同步整流器替代二极管，实现对电流的精确控制，从而改善功率因数和效率。

同步整流器通过与主开关管控制信号同步，实现与输入电压的同步开关。

在充电时期，同步整流器导通，通过减小导通电阻，使电感放电功率减小，从而提高系统效率；在放电时期，同步整流器关闭，避免产生额外的功率损耗。

通过这种方式，同步整流优化控制在减小功率损耗的同时，提高了整个系统的性能。

三、优化控制策略为了进一步优化图腾柱无桥PFC的性能，可以采用适当的控制策略。

常见的控制策略包括模式转换、频率调制和电流控制。

模式转换控制可以根据输入电压水平和负载变化情况，实时地选择运行模式，以达到最佳的能量传输效果。

频率调制控制可以通过调整开关频率，使整个系统在不同工况下的效率得到最大化。

电流控制是同步整流优化控制中的重要环节。

通过精确测量电流，并与参考电流进行比较，可以实现对开关管的精确控制。

常用的电流控制方式有电流曲线控制、电流负反馈控制等。

四、优化控制的应用和前景图腾柱无桥PFC的同步整流优化控制在许多领域都有广泛的应用。

定稿日期：2009-09-01作者简介：赵相瑜（1974-），男，四川蓬溪人，硕士，研究方向为电子技术。

1引言Boost 型功率因数校正（PFC ）变换器的升压电路具有结构简单，效率高，输入电流纹波和器件导通损耗都很小以及工作性能稳定等优点，因此广泛应用于各种电子设备PFC 电路中[1-2]。

但Boost PFC 电路的单位功率因数不能由电压跟随控制方法得到，一般情况下需要采用电流、电压双闭环反馈控制；另外，根据电感电流连续与否，工作模式分为电感电流连续工作模式（CCM ）和电感电流断续工作模式（DCM ）。

CCM 下的Boost PFC 电路具有导通损耗小，输入电流纹波小等优点，但是电感电流连续状态下输出整流二极管会产生很高的反向恢复损耗；DCM 下的Boost PFC 电路开关损耗小，输出整流二极管不会产生反向恢复损耗[3]，但输入电流的纹波很大，前级EMI 滤波器的设计尺寸也增大，这增加了电路的体积和成本，同时因为流过开关管的电流较大，开关具有很高的通态损耗，降低了PFC 电路的效率，此外，Boost 变换器工作在固定频率，输入电流波形还可能产生畸变。

针对以上不足，采用两个工作在DCM 下的Boost PFC 电路交错并联运行，同时为了减小电感的体积和成本，采用了一种新颖的耦合电感绕线方式。

通过仿真和实验验证了该交错并联电路的有效性和可靠性。

2交错并联Boost PFC 电路图1a 示出交错Boost 变换器并联电路，两开关SW 1，SW 2的导通占空比相等，SW 2滞后SW 1二分之一个开关周期导通。

由图1b 所示的交错并联电流波形可见，虽然单个Boost 变换器的电感电流i L 1和i L 2是断续的，但PFC 电路的输入电流i in 变成了连续的，故其输入电流纹波减小，频率提高了两倍，从而降低了输入电流的高频谐波含量，减小了前级EMI 滤波器的尺寸，而且输入电流的平均值接近其峰值，进而提高了PFC 变换器的功率等级。

无桥图腾柱结构PFC电路结构设计与仿真作者：王会刚来源：《电脑知识与技术》2022年第11期摘要：采用Cascode GaN器件作为开关管，SJ-MOS作为整流管，设计了一种4000W的单相图腾柱结构电源PFC模块。

完成了整体框图和拓扑结构，设计了电流环调节器，电压环调节器，采用PSIM软件完成系统仿真。

采用数字处理器为核心搭建硬件，完成仿真，编程和整机调试，实现功能。

关键词：PFC;图腾柱结构;PSIM仿真中图分类号：TP391 文献标识码：A文章编号：1009-3044（2022）11-0112-02宽禁带半导体氮化镓（GaN）器件与传统硅（Si）器件相比禁带宽度更大，击穿电场强度更高，载流子速度更快。

Cascode GaN器件即可以实现器件常闭工作，同时方便将传统Si器件的驱动电路直接应用于新型器。

可以广泛用于连续导电模式（CCM）升压PFC拓扑的电源系统中，而相对于传统Si器件。

同条件下效率、温升、BOM、体积方面体现出更大的优势。

而且图腾柱结构的PFC电路中发挥其反向特性Qrr小，开关速度快等特点[1-2]。

电路采用两颗CASCODE的GaN器件和两个MOSFET组成，两颗CASCDE GaN器件作为PWM开关和升压二极管用。

两个SJ-MOSFET作为正负半周的整流器件。

分别在正负两个半周导通和截至，替代传统的二极管，体现出更高的效率。

1 电路功率部分图1是整个系统的电源部分，驱动部分，开关管部分。

其中GaN1和GaN2作为PWM控制开关管，MOS1和MOS2作为同步整流管。

C作为输出电容，RL作为输出等效电阻;L是输入工作电感。

Vin是输入电源电压;ISEN4是电感上电流传感器。

Voutsen作为输出电压传感器;ON1-ON4作为功率管驱动电路，实现栅极驱动信号的保持状态。

ISEN_UP和ISEN_DOWN 作为上下桥臂的电流传感器，通过V45，V46显示。

高频的PWM控制信号经过ON3和ON4形成CASCODE GaN器件的驱动信号，在每半个周期内，一个GaN器件作为PWM开关管，另一个作为续流二极管的功能，两个GaN器件轮换角色，实现电感上的蓄能和释放到输出端，实现整DC-DC升压转换，两个MOS管分别控制单个工频周期每半个周期的电流通路，实现整流输出[3]。

一种新型非谐振型软开关交错并联Boost电路韦莉;刘帅;尤伟玉;张逸成;姚勇涛【摘要】A novel interleaved Boost converter with non-resonant zero-voltage-transition (ZVT) is proposed in this paper.Based on the conventional interleaved Boost converter,an auxiliary circuit composed of 1 inductor,2 capacitors,1 active power switch and 4 diodes is added.Main switches turn ON and OFF with ZVT,while auxiliary switch turns ON with zero-current-transition (ZCT) and OFF partly with ZVT,so as to reduce the switching losses and raise conversion efficiency.Soft-switching in wide operation range can be guaranteed,so can the simple control method.The converter can work in continuous current mode (CCM),and no extra current stress is added to the main switches.With sharing some auxiliary devices,the utilization of auxiliary circuit is improved,thus the size and cost are reduced.In addition,dv/dt and di/dt are also reduced,and switching noises are suppressed.The circuit configuration and operation principle are presented.Major parameters of auxiliary circuit are optimized.Experimental results are also given to verify the theoretical analysis.%提出一种新型非谐振型交错并联Boost零电压转换(ZVT)电路.在传统交错并联Boost拓扑基础上添加了一组由一个电感、两个电容、一个开关管、四个二极管组成的辅助网络,令主开关管实现了零电压开通与关断,辅助开关管实现了零电流开通与部分零电压关断,降低了开关损耗,提升了电路变换效率.软开关可在宽工作范围内有效实现,电路工作在连续电流模式(CCM),控制方式简明易行,辅助网络的引入没有给主开关管带来额外电流应力.通过复用部分辅助元件,提高了辅助网络利用率,减少了体积与费用;降低了开关过程中的dv/ dt、di/dt,抑制了开关噪声.详细分析了电路拓扑结构、工作原理,并对主要参数进行了优化选取,最后通过实验验证了理论分析的正确性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2017(032)003【总页数】12页(P172-183)【关键词】交错并联;Boost变换器;非谐振型零电压转换;辅助网络复用【作者】韦莉;刘帅;尤伟玉;张逸成;姚勇涛【作者单位】同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804;同济大学电子与信息工程学院上海201804【正文语种】中文【中图分类】TM46随着汽车工业的高速发展，全球汽车保有量不断增加，环境污染、能源短缺、资源枯竭等方面问题越来越严重。

5种无桥PFC这里有六种无桥PFC, 分别是:标准无桥PFC这种PFC在正负半周的时候, 两个管子一个续流一个充当高频开关这种拓扑的优点是使用功率元件比较少, 两个管子可以一起驱动, 这简化了驱动电路的设计, 同时让直接使用传统APFC的控制芯片成为可能.但它同时存在几个问题, 电流流向复杂而且不共地, 电流采样困难, 有较大的共模干扰因此输入滤波器要仔细设计针对头一个问题, ST公司和IR公司的一些应用文档中已经比较详细的介绍了两种比较可行的采用互感器的方法双Boost无桥PFC这种拓扑由标准无桥PFC改良而来, 增加了D3和D4作为低频电流的回路, S1和S2只作为高频开关而不参与低频续流同标准无桥PFC, S1和S2能同时驱动, 而在两个低频二极管D3和D4之后插入取样电阻又可以像普通PFC简单地传感电流同时这种拓扑具有更低的工模电流但是这种拓扑必须使用两个电感, 电流流向有不确定性, 低频二极管和mos的体二极管可能同时导通, 增加了不稳定因素双向开关无桥PFCS1和S2组成了双向开关, 他们可以同时驱动, 采用电流互感器可以很容易的检测电流, D1和D3为超快恢复二极管, D2和D4可以采用低频二极管缺点在于整个电路的电势相对于大地都在剧烈变化, 会产生比标准无桥PFC更严重的EMC问题, 输出电压无法直接采样, 需要隔离采样(使用光耦, 但是会增加复杂度)图腾柱PFC由标准无桥PFC演化而来, 但是原理稍微改变D1和D2为低频二极管, S1和S2的体二极管提供高频整流开关作用这种电路具有较低的EMI, 使用元件较少, 设计可以很紧凑但是S1和S2需要使用不同的驱动信号, 工频周期不同信号也不一样, 增加了控制的复杂性, S2不容易驱动(可以尝试IR2110等自举驱动芯片)S1和S2如果采用mos, mos的体二极管恢复较慢(通常数百ns)会产生较大的电流倒灌脉冲, 引起很大的损耗, 足以抵消无桥低损耗的优势S1和S2如果采用IGBT, 虽然其体二极管的性能没问题, 但是其导通压降比较大, 也会产生很高的损耗, 尤其是在低电压输入的情况下现在有一些国外公司在研制GaN和SiC高性能开关管, 开关速度极快, 没有体二极管反向恢复问题, 这些技术尚在研发中, 现在是在市场上见不到这些产品的. 如果未来这些高性能器件能大规模普及, 图腾柱PFC将有机会成为最流行最高效的PFC拓扑假图腾柱PFC在图腾柱PFC基础上演化而来D2和D4代替了原来S1和S2内部的体二极管的续流作用控制方式和图腾柱PFC完全相同这种拓扑需要两个电感, 利用率不高, 体积较大, S2极难驱动这种拓扑只能算在高性能开关器件诞生前的一种这种方案介绍了这六种PFC, 每一时刻电流只通过两个功率开关器件, 比传统PFC的三个少, 在不使用软开关和交错技术的情况下, 理论上这些拓扑的损耗几乎相差无几, 都比传统PFC高剩下的主要就从EMC和易于实现的角度考虑了。

(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201911338840.8(22)申请日 2019.12.23(71)申请人 深圳市核达中远通电源技术股份有限公司地址 518000 广东省深圳市龙岗区宝龙街道宝龙社区宝龙二路36号核达中远通A座厂房1层-9层、B座1-7层、C座1-9层(72)发明人 房书文　李征　(74)专利代理机构 深圳市远航专利商标事务所(普通合伙) 44276代理人 田志远　田艺儿(51)Int.Cl.H02M 1/42(2007.01)(54)发明名称一种交错并联图腾柱无桥PFC相位控制方法(57)摘要本发明公开了一种交错并联图腾柱无桥PFC相位控制方法，包括：通过电感电流过零检测信号控制交错并联的主从相上开关管的开通；设定PWM模块的周期值，PWM模块的周期值高于开关管的最低开关频率；通过DSP处理器捕捉主从相中主相触发电感电流过零检测信号时的PWN计数值，记录为第一计数值；通过DSP处理器捕捉主从相中从相触发电感电流过零检测信号时的PWN计数值，记录为第二计数值；通过第一计数值与第二计数值调节主从相上开关管的导通时间。

本发明两相或者多相交错并联的主从相全部变频控制，各相都实现了零电流开通，同时相位控制使系统输入电流纹波大幅度降低，提高了整机效率。

权利要求书2页 说明书5页 附图3页CN 111193391 A 2020.05.22C N 111193391A1.一种交错并联图腾柱无桥PFC相位控制方法，其特征在于，包括：通过电感电流过零检测信号控制交错并联的主从相上开关管的开通，且每一相所述电感电流过零检测信号控制各自的所述开关管开通；设定PWM模块的周期值，所述PWM模块的周期值高于所述开关管的最低开关频率；通过DSP处理器捕捉所述主从相中主相触发所述电感电流过零检测信号时的PWN计数值，记录为第一计数值；通过所述DSP处理器捕捉所述主从相中从相触发所述电感电流过零检测信号时的PWN 计数值，记录为第二计数值；通过所述第一计数值与所述第二计数值调节所述主从相上所述开关管的导通时间。