功率因数校正的分析

功率因数校正技术(PF C)是功率电子学所研究的重要技术之一,它是开关电源节约能源的重要手段[1].通常所采用的拓扑结构是升压电路模式,它可以达到较好地提高功率因数的目的[2].但是这种电路在可靠性方面有一个突出的问题,即在电源电压升高时,会使电网中流动的电流大大增加,烧毁设备[3].电力设备的可靠性是一项非常重要的指标.电力设备的故障会造成极大的经济损失,因此对可靠性的研究具有重大的现实意义.1L6561工作原理L6561是目前较为流行的小功率(600W 以下)有源功率因数校正电路的控制芯片,它有八个引脚,具体功能为[4]:1脚:INV,误差放大器反相输入,2脚:COMP,误差放大器输出,3脚:MULT ,乘法器输入,4脚:CS ,电流采样输入,5脚:ZCD ,零电流检测,6脚:GND,地,7脚:VO,输出端,驱动MOS 管,8脚:VCC,电源端.L6561的启动电流为50uA,当8脚(VCC)电压超过12V 时,电路开始工作,当8脚电压低于9.5V 时,电路将会关闭.L6561内部参考电压精度为1%,7脚的驱动能力为士400nzA.乘法器(3脚)输入电压的线性范围是0至3.5V.电流采样端(4脚)的采样信号幅度为.至1.7V ,当电压超过1.7V 时,L6561会判定电路过电流,关闭输出脉冲.误差放大器的同相输入端在内部连接到2.5V 的参考电压,因此当反相端(1脚)的电压大于2.5V 时,2脚的电压会降低,使允许流过采样电阻的电流减小,PFC 的输出电压降低,从而使1脚电压下降.因此这是一个闭环的负反馈控制.零电流检测(ZCD )引脚的闽值电压为2.1V/1.6V 滞回电压为0.5V.即当ZCD C 引脚信号上升沿经过2.1V 时,零电流检测比较器输出低电平;当ZCD 引脚信号下降沿经过1.6V 时,零电流检测比较器输出高电平.2功率MOS 管的驱动信号中断是产生问题的根源一般来说,正常的电路,高频开关是连续的,然而某些电路有可能由于各种原因而停振,并在间隔了一段时间后又重新振荡工作,即产生间歇振荡当间歇振荡的频率接近M 滤波器的截止频率时,M 滤波电路非但起不到抑制噪声的作用,反会产生振荡,对噪声起到了放大的作用因此,间歇振荡的频率是很关键的一个参数.P FC 控制芯片L6561内部的重启动定时器的定时范围为70us 到400us,典型值为150us,所对应的间歇振荡频率为14.3kHz 到2.SkHz ,典型值为6.6kHz .由此可知,一旦L6561的重启动定时器连续地工作,EMI 滤波器就会有可能发生振荡.对于一般的!型电路,电感量约为1mH,电容为220nF.在正常的频率为100kHz 的功率因数校正电路中,若升压电感的峰值电流为1A,用Pspice 对其进行仿真,仿真电路如图1所示.3驱动信号延迟的分析与对策在保护电路中,D 触发器的时钟信号是从PFC 控制芯片的输出驱动脉冲取得,这是因为电感两端电压极性的变化和控制芯片输出驱动脉冲是同步的.但是,如果不对D 触发器的时钟脉冲的时序进行控制,很有可能会产生在D 触发器数据端的信号还没有稳定时就已经被触发的问题.下面结合图2分别讨论控制芯片输出脉冲的上升沿和下降沿两种情况.在输出脉冲的上升沿到来时,功率M OS 管Q1被开通,漏极电压下降,电感两端电压为电源电压,电感电流线性上升,PFC 控制芯片不进行电感电流的过零检测,因此保护电路此时也不必进行绕组的电压检测.D 触发器CD4013的时钟是上升沿触发,所以此刻对应的应该是时钟脉冲的下降沿,以忽略这个时候的绕组电压检测.在中间插入一个反相器D 即可实现这种上升沿和下降沿的转换在5V 供电电源和5V 输入信号电平的情况下,D 的低电平到高电平转换的延迟为5,因此由此引入的延迟可以忽略不计图1滤波网络的Pspic e 仿真电路,无间歇振荡单相电源功率因数校正驱动电路的分析与改进黄海山(漳州城市职业学院,福建漳州363000)摘要:在分析功率因数校正技术原理的基础上,结合某公司的控制芯片L6561,剖析了其造成事故的原因,提出了针对驱动电路信号中断的一种解决方法,取得了较好的结果.关键词:有源功率因数校正;保护电路;过压振荡中图分类号:TM1文献标识码:A文章编号:1673-260X (2008)04B-0035-02Vol.24No.4Aug.2008第24卷第4期2008年8月赤峰学院学报(自然科学版)Journa l of Chife ng Univer sity (N a tural Sc ie nce Edition)35.E l E l .C 4049.11C 40490ns .图2改进的APFC电路方案,虚线框中为改进部分的电路在输出脉冲的下降沿到来时,功率MOS管Q1被关断,漏极电压上升,电感两端电压下降,极性翻转,电感电流通过升压二极管续流,PF C控制芯片进行电感电流的过零检测.在电压比较器LM393A将信号送到触发器数据端并稳定后,应该使D触发器触发.由十寄生电容的作用,功率MOS管关断后漏极电压不会立即升高到稳态值,而是升压电感和寄生电容产生谐振,电压上升速率受寄生电容容量大小的影响.这个寄生电容主要是功率MOS管内部的电容,有时也包括并联在MOS管漏、源两端的吸收电容.另外,控制芯片输出脉冲的下降沿到来时,功率MOS管是不会被瞬间关断的,这主要是由存在于功率MOS管内部的栅极和漏极的米勒电容造成的.为了估算这个延迟的具体时间,下面对功率MOS管的内部构造和关断过程进行分析.对照功率MOS管的内部构造,可以对这三个电容作进一步的分析.在栅极周围的寄生电容有:栅极对源极金属的电容C4,栅极对源极N+扩散区的电容C3,栅极对P区的电容C6和CS,其中CS的电容量是变化的,它受漏极电压和沟道长度的影响,但即使漏极电压从零升高到击穿电压,它的变化也是非常小的,所以在实际应用中可以认为它基本不变.另外一个重要的栅极电容是栅极对漏极的电容,它由两部分组成,一个是固定电容C1,另一个是电容量随漏极电压变化而变化的电容C2.当漏极电压变化时,N-扩散区与栅极C1附近相邻的部分的面积会发生变化,所以C2是随着漏极电压的变化而变化的.由下面的计算公式可以得到结论:当V D S!B时,随着漏极电压的升高,电容Cgd的电容量将下降,并符合关系式C gd∞(1-k V ds!).由此可见,当MOS管的输入电容Ciss是随着漏、源电压的增加而减小的.在关断一个功率MOS管时,一开始功率MOS管的输入电容容量较大,由于在栅极驱动电路中有栅极电阻,所以栅极电压的下降速度与栅极电阻的阻值成反比例关系[5].在栅极电压下降到闽值电压时,功率M OS管开始要关断,漏极电压开始要上升,由于漏极电压的上升,使得栅、漏电容Cg d被充电,充电回路是从漏极经过Cgd到栅极电阻,再从控制芯片的驱动口到地.若功率因数校正电路的输出电压为400V,则功率MOS管的漏极电压是从0V上升到400V,计算其上升时间的公式为:dt=C gt400(1)因此漏极电压的上升时间由流过的电流大小决定这个电流也就是流经栅极电阻R.的电流.而栅极电压近似保持在闽值电压附近,所以流过栅极的电流是近似不变的,其值为:i G=V thR G.若芯片的关断电压为0.3V,功率M OS管的闽值电压Vth为3.5V,栅极电阻为10",则流过栅极的电流为:iG=V thRG=3.510=350mA,若Cgd为500PF,则根据式一可得到漏极电压上升时间为:dt=C gt400i c=500×10-12400350×10-3 =571ns.可见,对漏、源电容C gd的充电电流是恒定的,其大小由栅极电阻的阻值决定.虽然短路栅极电阻可以增大驱动电流,但为了避免在栅极产生电压振铃,一般还是要加上一个几欧姆的栅极电阻.通过以上分析得出一个结论:从驱动脉冲的下降沿到来,到功率MOS管被彻底关断,其中间必然有一段不可忽略的时间,这是保护电路设计中必须要考虑的时序问题.所以,在图2中,加上了由R8和C4组成的RC延时网络,并经过反相器CD4049反相后,将PFC控制芯片的驱动脉冲送入D触发器CD4013的时钟端.由于这个RC网络的作用是将驱动脉冲的下降沿进行延迟,所以在R8上并联了一个二极管D6,使这个RC网络对驱动脉冲的上升沿不作延迟.同时,D6也有另外一个作用.因为驱动脉冲的脉宽和频率是变化的,所以如果脉冲的宽度太窄,即高电平时间太短,则C4还来不及被充电到稳定的高电平,就开始被放电,将会缩短对驱动脉冲下降沿的延迟时间.这是因为反相器CD4049输入端判断低电平的闽值电压不变,若电容C4充电不足,则其两端电压下降到闽值电压的时间就会较短;而如果电容C4每次都被充电到稳定的高电平,则每次下降到闽值电压的时间就能保持不变.4结论早期的功率因数校正技术非常简单,只是一个补偿相位的网络,但现在已被先进的有源功率因数校正技术所代替.实用的三相电源的有源功率因数校正技术是目前国际电力电子界的研究热点,是尚未解决的一道难题.本文研究了单相电源有源功率因数校正技术应用中的可靠性问题.首先介绍某公司的L6561,然后对现有技术的缺陷作了分析,对功率M OS管的驱动信号中断问题,设计了驱动等电路,取得了较好的结果.———————————————————参考文献:〔1〕张占松,蔡宣二.开关电源的原理与设计(修订版).北京:电子工业出版社,2004.〔2〕严百平,刘健,程红丽.不连续导电模式高功率因数开关电源.北京:科学出版社,2000.〔3〕邢岩,蔡宣二.高频功率开关变换技术.北京:机械工业出版社,2005.〔4〕原田耕介,耿文学译.开关电源手册(第2版).北京:机械工业出版社,2004.〔5〕Erickson,R obert S eca uc us,NJ,US A:Kluwer W“Fun-da mentals of Powe r Elec tronics,Sec ond Edition”Aca-,36i cC gd.demic Publishers2000:79-81.。

------------------------------------------------------------------------一、什么是功率因素补偿，什么是功率因素校正：功率因素补偿：在上世纪五十年代，已经针对因具有感性负载的交流用电器具的电压和电流不同相（图1）而引起的供电效率低下，提出了改进方法（由于感性负载的电流滞后所加电压，电压和电流的相位不同，使供电线路的负担加重，导致供电线路效率下降，这就要求在感性用电器具上并联一个电容器，用以调整该用电器具的电压、电流相位特性。

例如：当时要求所使用的40W日光灯必须并联一个4.75μF的电容器）。

用电容器并联在感性负载的两端，利用电容上电流超前电压的特性，用以补偿电感上电流滞后电压的特性，使总的特性接近于阻性，从而改善效率低下的方法叫做功率因素补偿（交流电的功率因素可以用电源电压与负载电流两者相位角的余弦函数值cosφ表示）。

图1 在具有感性负载中供电线路中电压和电流的波形从上世纪80年代起，用电器具大量采用效率高的开关电源，由于开关电源都是在整流后，用一个大容量的滤波电容使该用电器具的负载特性呈现容性，这就造成了交流220V 在对该用电器具供电时，由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压上出现略呈锯齿波的纹波。

滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值（纹波峰值）相差并不多；根据整流二极管的单向导电性，只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。

也就是说，在AC线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通；虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，如图2所示。

这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因素严重下降。

在正半个周期内（180º），整流二极管的导通角大大小于180º，甚至只有30º～70º；由于要保证负载功率的要求，在极窄的导通角期间，会产生极大的导通电流，使供电电路中的供电电流呈脉冲状态。

基于SEPIC的功率因数校正电路的参数设计与分析张洋，龚春英(南京航空航天大学航空电源重点实验室，江苏南京 210016）1 引言电力电子装置日益广泛的应用，使得谐波污染问题引起了人们越来越多的关注。

电力电子技术的进步，使得功率因数校正问题的研究也越来越深入。

传统的功率因数校正电路由Boost电路构成。

这种电路控制复杂，输出电压比输入高，难以实现输入输出的电气隔离。

而由反激电路构成的功率因数校正电路必须工作在电感电流断续的状态，往往需要大体积的EMI滤波器。

而SEPIC电路用于PFC有着其天然优势。

由于其前级类似于Boost，从而可以保证输入电流的连续，减小了输入EMI；而其输出又类似于反激，易于实现电气隔离。

近来，SEPIC-PFC电路正受到越来越多的关注。

[1][2][3][4]单独的SEPIC电路只须工作在电流断续状态就能自然实现PFC，这里所说的断续是指二极管上的电流断续，而输入升压电感上的电流是连续的。

在开环工作状态下其理论功率因数为1，因此，无需专用控制芯片[2]。

2 SEPIC-PFC电路的工作原理SEPIC-PFC电路原理如图1所示，输入交流电压u i=U i sinωt。

假设开关频率比母线频率大得多，由“准稳态”的分析方法及SEPIC电路的工作原理[6]可以知道：电容C c上的电压u cc=U i|sinωt|。

图1 SEPIC-PFC电路在一个开关周期内，电路工作可以分为三个模态[2]。

2.1 工作模态1S开通，电路模态如图2（a）所示，假定电路工作在二极管电流断续，L1电流连续的状态。

S开通前有i L1=－i L2=i1当t on=DT s，S导通结束时，如图2（d）所示，应有i L1,pk=i1＋DT s（1）i L2,pk=－i1＋DT s （2）式中：D为占空比；u i=U i|sinωt|；T s为开关周期；i1，－i1，i L1,pk，i L2,pk分别为S开通前L1，L2上的电流及此模态结束时L1，L2上的电流。

一、什么是功率因素补偿，什么是功率因素校正：功率因素补偿：在上世纪五十年代，已经针对因具有感性负载的交流用电器具的电压和电流不同相（图1 ）而引起的供电效率低下，提出了改进方法（由于感性负载的电流滞后所加电压，电压和电流的相位不同，使供电线路的负担加重，导致供电线路效率下降，这就要求在感性用电器具上并联一个电容器，用以调整该用电器具的电压、电流相位特性。

例如：当时要求所使用的40W日光灯必须并联一个 4.75疔的电容器）。

用电容器并联在感性负载的两端，利用电容上电流超前电压的特性，用以补偿电感上电流滞后电压的特性，使总的特性接近于阻性，从而改善效率低下的方法叫做功率因素补偿（交流电的功率因素可以用电源电压与负载电流两者相位角的余弦函数值cos©表示）。

电压波形电流波形图1在具有感性负载中供电线路中电压和电流的波形从上世纪80年代起，用电器具大量采用效率高的开关电源，由于开关电源都是在整流后，用一个大容量的滤波电容使该用电器具的负载特性呈现容性，这就造成了交流220V 在对该用电器具供电时，由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压上出现略呈锯齿波的纹波。

滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值（纹波峰值）相差并不多；根据整流二极管的单向导电性，只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。

也就是说，在AC线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通；虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，如图2所示。

这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因素严重下降。

在正半个周期内（180o）,整流二极管的导通角大大小于1800,甚至只有30旷70o；由于要保证负载功率的要求，在极窄的导通角期间，会产生极大的导通电流，使供电电路中的供电电流呈脉冲状态。

功率因数校正之分析
一、什么是功率因数校正
功率因数校正（Power Factor Correction）是指一种技术，其目的是使用技术将电气系统中的负载理论上的实际功率与有功功率之间的差异进行调整，以实现高效的运行。

功率因数校正有助于减少电气系统中的损耗，改善电气系统的运行效率，并降低电力用户的电力费用。

二、功率因数校正原理
根据电力系统中电压和电流的相位关系，有功功率和无功功率可根据下列公式计算：
P=V*I*cosφ
Q=V*I*sinφ
其中P为有功功率，Q为无功功率，V为电压，I为电流，φ为其间的相位差。

因此，当有功功率和无功功率之比不足时，则实际的功率负载与有功功率之间的差异会导致功率因数降低，此时，应采取功率因数校正，即增加无功功率，以使功率因数接近于1
1、电力系统中的电压和电流不再相正交；
2、增大电力系统中的无功功率，以使功率因数接近于1；
3、减少电力系统中的有功功率损耗；
4、改善电力系统的运行效率，减少电力消耗；
5、降低用户的电费；。

三.功率因数校正实现方法由功率因数 PF=COSO*R=1 可知，要提高功率因数，有两个途径：1.使输入电压、输入电流同相位。

此时COSO=1 ，所以PF= R。

2.使输入电流正弦化。

即Irms=I1（谐波为零），有即；从而实现功率因数校正。

利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯电阻，所以有的地方又把功率因数校正电路叫做电阻仿真器。

四.有源功率因数校正方法分类1．按有源功率因数校正电路结构分（1）降压式：因噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，很少被采用。

（2）升/降压式：需用二个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。

（3）反激式：输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于150W 以下功率的应用场合。

（4）升压式（boost）：简单电流型控制，PF值高，总谐波失真（THD）小，效率高，但是输出电压高于输入电压。

适用于75W~2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。

它具有以下优点：1电路中的电感L适用于电流型控制。

2由于升压型APFC的预调整作用在输出电容器C上保持高电压，所以电容器C体积小、储能大。

3在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数。

4输入电流连续，并且在APFC开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波。

5升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性。

UC3854是一种工作于平均电流的的升压型（boost）APFC电路，它的峰值开关电流近似等于输入电流，是目前使用最广泛的APFC电路。

2．按输入电流的控制原理分（1）平均电流型：工作频率固定，输入电流连续（CCM），波形图如图1（a）所示。

TI的UC3854就工作在平均电流控制方式。

这种控制方式的优点是：1恒频控制。

2工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。

功率因数校正芯片的分析与优化设计随着电力需求的增长和能源的日益稀缺，提高能源利用率成为了当今社会亟待解决的问题。

功率因数校正技术因其能够提高电源的效率和减少能量损耗而备受关注。

功率因数校正芯片作为实现功率因数校正技术的关键组成部分，其分析与优化设计显得尤为重要。

首先，我们来分析功率因数校正芯片的工作原理。

功率因数校正芯片主要根据电源输入电流的波形来判断负载的功率因数，并通过控制电路中的开关器件来改变输入电流的波形，从而实现功率因数的校正。

通过引入电感和电容等元件，功率因数校正芯片能够将电源输入电流的波形变得更加接近正弦波，从而提高功率因数。

接下来，我们需要对功率因数校正芯片进行优化设计。

首先，需要考虑功率因数校正芯片的集成度和功耗。

集成度的提高能够减小芯片的体积，降低制造成本，并提高工作效率。

而功耗的降低则能够减少能量损耗，提高整个电源系统的效率。

其次，需要考虑功率因数校正芯片的稳定性和可靠性。

稳定性的提高能够保证芯片在不同负载条件下都能正常工作，而可靠性的提高则能够延长芯片的使用寿命。

在进行功率因数校正芯片的优化设计时，还需要考虑到实际应用中的一些特殊要求。

例如，对于工业领域来说，功率因数校正芯片需要具备较高的抗干扰能力和稳定性，以应对复杂的电磁环境和负载波动。

而对于家用电器来说，功率因数校正芯片需要具备低成本、小体积和低功耗的特点，以方便集成到各类电器中。

综上所述，功率因数校正芯片的分析与优化设计是提高电源效率、降低能量损耗的关键环节。

通过分析功率因数校正芯片的工作原理，我们可以了解其基本原理和实现方式。

在优化设计中，需要考虑到集成度、功耗、稳定性和可靠性等因素，并根据实际应用的特殊要求进行相应的调整。

只有不断完善功率因数校正芯片的设计，才能更好地满足不同领域的需求，实现能源的高效利用。

基于SEPIC的功率因数校正电路的参数设计与分析1引言电力电子装置日益广泛的应用，使得谐波污染问题引起了人们越来越多的关注。

电力电子技术的进步，使得功率因数校正问题的研究也越来越深入。

传统的功率因数校正电路由Boost电路构成。

这种电路控制复杂，输出电压比输入高，难以实现输入输出的电气隔离。

而由反激电路构成的功率因数校正电路必须工作在电感电流断续的状态，往往需要大体积的EMI滤波器。

而SEPIC 电路用于PFC有着其天然优势。

由于其前级类似于Boost，从而可以保证输1 引言电力电子装置日益广泛的应用，使得谐波污染问题引起了人们越来越多的关注。

电力电子技术的进步，使得功率因数校正问题的研究也越来越深入。

传统的功率因数校正电路由Boost电路构成。

这种电路控制复杂，输出电压比输入高，难以实现输入输出的电气隔离。

而由反激电路构成的功率因数校正电路必须工作在电感电流断续的状态，往往需要大体积的EMI滤波器。

而SEPIC 电路用于PFC有着其天然优势。

由于其前级类似于Boost，从而可以保证输入电流的连续，减小了输入EMI；而其输出又类似于反激，易于实现电气隔离。

近来，SEPIC-PFC电路正受到越来越多的关注。

[1][2][3][4]单独的SEPIC电路只须工作在电流断续状态就能自然实现PFC，这里所说的断续是指二极管上的电流断续，而输入升压电感上的电流是连续的。

在开环工作状态下其理论功率因数为1，因此，无需专用控制芯片[2]。

2 SEPIC-PFC电路的工作原理SEPIC-PFC电路原理如图1所示，输入交流电压u i=U i sinωt。

假设开关频率比母线频率大得多，由“准稳态”的分析方法及SEPIC电路的工作原理[6]可以知道：电容C c上的电压u cc=U i|sinωt|。

图1 SEPIC-PFC电路在一个开关周期内，电路工作可以分为三个模态[2]。

2.1 工作模态1S开通，电路模态如图2（a）所示，假定电路工作在二极管电流断续，L1电流连续的状态。