不连续模式反激拓扑变压器的设计计算方法

反激变换器拓扑的电路设计1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。

这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。

在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。

在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。

由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。

2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。

在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。

图1a是反激变换器的基本拓扑。

图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。

负反馈闭合环路采样主输出电压V om。

V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。

从输出跟随主输出得到相应的调节。

电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。

输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。

在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。

在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。

这个电流代表电感上储存的能量为（1）这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。

假设这时没有从次级绕组，。

反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。

可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。

比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。

上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。

下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。

那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。

如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。

以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。

类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。

从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。

这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。

反激式开关电源变压器的设计方法反激式开关电源变压器是一种常用于电子设备中的高效率、高频率开关电源变压器。

其设计方法包括了选择合适的变压器参数、计算变压器工作状态、考虑磁芯损耗和温升等方面。

下面将详细介绍反激式开关电源变压器的设计步骤。

首先，确定设计目标和性能要求。

根据所需的输入和输出电压和电流，确定变压器的额定功率和输出功率。

同时，考虑变压器的体积限制以及可用的材料，进行适当的权衡。

第二步是选择磁芯材料。

磁芯的选择对于反激式开关电源变压器来说非常重要，因为磁芯的性能直接影响着变压器的效率和工作频率。

常见的磁芯材料包括铁氧体和软磁合金等，可以根据具体的应用需求和成本进行选择。

第三步是计算变压器的主要参数。

包括主磁链感应系数、匝数比、实际绕组电压和电流等。

根据设计目标和性能要求，以及选择的磁芯材料，可以通过一系列公式和计算来决定这些参数。

第四步是进行磁芯损耗和温升的估算。

反激式开关电源变压器在工作过程中会产生磁芯损耗和温升。

这些损耗会导致变压器的效率下降，甚至导致变压器无法正常工作。

因此，需要根据具体的磁芯材料和使用条件，进行损耗和温升的估算。

第五步是进行变压器的绕组设计。

根据变压器的参数和工作状态，设计变压器的绕组结构和匝数。

通过合理设计绕组，可以提高变压器的效率和性能。

第六步是进行变压器的线径选择和导线布局。

根据所需的电流和损耗，选择合适的线径，并进行合理的导线布局，以提高变压器的效率和散热性能。

最后一步是进行变压器的实际制造和测试。

根据设计图纸和规格要求进行变压器的实际制造，并通过测试来验证设计的正确性和性能。

总之，反激式开关电源变压器的设计是一个复杂的过程，需要考虑多个因素的综合影响。

通过合理选择磁芯材料、计算变压器参数、评估磁芯损耗和温升等步骤，可以设计出性能良好、效率高的变压器。

100条反激、正激、各种双端拓扑计算公式列表一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项详细公式1副边电压Vs Vs=Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax=Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

3临界输出电感Lso Lso=(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)ton1、由能量守恒：(1/T)*∫0{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt=Po2、Ton=θon/f4实际工作占空比θon如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则：θon=√{2*f*Ls*Po/[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}ton1、由能量守恒：(1/T)*∫0{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt=Po2、Ton=θon/f5导通时间Ton Ton=θon/f6最小副边电流Ismin Ismin=[Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]ton1、由能量守恒：(1/T)*∫0{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt=Po2、Ton=θon/f7副边电流增量ΔIsΔIs=(Vs-0.5-Vo)*Ton/Ls8副边电流峰值Ismax Ismax=Ismin+ΔIs9副边有效电流Is Is=√[(Ismin2+Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]ton21、Is=√[(1/T)*∫0(Ismin+ΔIs*t/Ton)dt]2、θon=Ton/T10副边电流直流分量Isdc Isdc=(Ismin+ΔIs/2)*θon11副边电流交流分量Isac Isac=√(Is2-Isdc2)12副边绕组需用线径Ds Ds=0.5*√Is电流密度取5A/mm213原边励磁电流Ic Ic=Vp*Ton/Lp14最小原边电流Ipmin Ipmin=Ismin*Ns/Np15原边电流增量ΔIpΔIp=(ΔIs*Ns/Np+Ic)/η16原边电流峰值Ipmax Ipmax=Ipmin+ΔIp17原边有效电流Ip Ip=√[(Ipmin2+Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]ton21、Ip=√[(1/T)*∫0(Ipmin+ΔIp*t/Ton)dt]2、θon=Ton/T18原边电流直流分量Ipdc Ipdc=(Ipmin+ΔIp/2)*θon19原边电流交流分量Ipac Ipac=√(Ip2-Ipdc2)20原边绕组需用线径Dp Dp=0.55*√Ip 电流密度取4.2A/mm221最大励磁释放圈数Np′Np′=η*Np*(1-θon)/θon22磁感应强度增量ΔBΔB=Vp*θon/(Np*f*Sc)23剩磁Br Br=0.1T24最大磁感应强度Bm Bm=ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz100℃KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe=600磁芯材质PC40：P Fe=45026选用磁芯的损耗系数ω 2.4 1.2ω=1.08*P Fe/(0.2*100)1.08为调节系数27磁芯损耗Pc Pc=ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228气隙导磁截面积Sg方形中心柱：Sg=[(a+δ′/2)*(b+δ′/2)/(a*b)]*Sc圆形中心柱：Sg={π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]}*Sc29有效磁芯气隙δ′δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l=I*Np有空气隙时：Hc*lc+Ho*lo=Ip*Np又有：H=B/μIp=Vp*Ton/Lp代入上式得：ΔB*lc/μc+ΔB*δ/μo=Vp*Ton*Np/Lp式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc代入上式化简得：μe=Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo=AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2代入1得：Lp=Np2*Sc/(Sc/AL+δ/μo)30实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005：δ=δ′如果δ′/lc＞0.03：δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则δ=δ′*Sg/Sc31穿透直径ΔDΔD=132.2/√f32开关管反压Uceo Uceo=√2*Vinmax+√2*Vinmax*Np/Np′33输出整流管反压Ud Ud=Vo+√2*Vinmax*Ns/Np′34副边续流二极管反压Ud′Ud′=√2*Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项详细公式1副边电压Vs 如果为半桥：Vs=Vp*Ns/(2*Np)否则：Vs=Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax=Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算1. 确定电源规格..输入电压范围Vin=85—265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dm ax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90] =0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2 它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4 故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36 由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax. Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7 故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形.令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30 取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线. +12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3 取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.。

反激变压器的设计————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:反激变压器的设计//＝==＝＝＝===＝==＝=＝=====＝＝=====＝=====＝====＝=＝=＝==＝＝=＝=＝＝====反激变压器设计最简单的方法ﻫ我自己综合了一下众多高手的方法,自认为是比较简单的方法了!如下: ﻫ１,VDC ｍｉｎ=VAC min * 1.2VDC max＝ＶAC max* 1.42，输出功率Po=Ｐ1+Ｐ2+Ｐn.....．ﻫ上式中P１=(Vo1+Vf)＊I1 、P2 =(Vo2+Vf)*Ｉ2上式中Vo为输出电压,Vf为整流管压降ﻫ3,输入功率Pin=(Po/η）*1.２(此处1.2为输入整流损耗) ﻫ4,输入平均电流:Iav = Pin/VDＣｍiｎﻫ５,初级峰值电流:Ip = 2＊Iaｖ/Dmａx6,初级电感量:Lp=Vdc min *Dmax／(Ip*fs) fs为开关频率ﻫ7,初级匝数:Np=VDC min *Dｍax /(ΔＢ*Ae*fs) ﻫ上式中ΔB推荐取值0.2 Ae为磁芯横截面积,查规格资料可得!８,次级匝数：NS =（Ｖouｔ+Vd)*(1-Dmax)＊Np / Vin mｉn*Ｄｍaｘ至此变压器参数基本完成!另就是线径,可根据具体情况调整!宗旨就是在既定的BＯBINＮ上以合适的线径，绕线平整、饱满！／／/==＝＝=＝==＝======＝=＝=====＝==＝＝=＝==反激式变压器设计原理(FlybacｋTraｎsformer Design Theory)第一节. 概述．反激式(Flｙback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名．离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:2.转换效率高，损失小.１. 电路简单,能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求.ﻫ4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出，目前已可实３. 变压器匝数比值较小. ﻫ现交流输入在8５～2６5V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1．输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制，通常应用于１50W以下．２．转换变压器在电流连续(ＣＣＭ)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.３. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/ DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂．ﻫ第二节. 工作原理ﻫ在图1所示隔离反驰式转换器(The isoｌaｔｅｄｆlybａcｋｃｏnvｅrtｅr)中, 变压器" T"有隔离与扼流之双重作用.因此" T ＂又称为Ｔranｓformeｒ- chｏkｅ.电路的工作原理如下:ﻫ当开关晶体管Tr tｏｎ时，变压器初级Ｎp有电流Iｐ,并将能量储存于其中(E = LｐIｐ/ 2).由于Np与Ｎs极性相反,此时二极管Ｄ反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Ｔr off 时,由楞次定律: (e=-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.ﻫ由图可知，导通时间tｏn的大小将决定Ip、Vｃｅ的幅值：Vｃe ｍax = VIＮ／１－Ｄmａx ﻫVIN:输入直流电压;Ｄmａx: 最大工作周期Ｄmax = toｎ/ Tﻫ由此可知，想要得到低的集电极电压，必须保持低的Dmａx,也就是Ｄｍａx＜0.5,在实际应用中通常取Dmax= 0.４，以限制Vcｅmaｘ≦ 2.２VＩＮ．开关管Ｔｒoｎ时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip =IL /n.因IL = Io，故当Ｉo一定时,匝比n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等ＮpＩp= NｓＩs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Iｃ=Ｉp= 2Po/ (η*VＩN*Dｍax）η: 转换器的效率公式导出如下：输出功率：Ｐｏ= ＬIp２η/ 2T输入电压：VIN = Ldi ／dt设di = Iｐ，且1/ dt = f ／Dmax,则:VIN = LIpｆ/ Dｍaｘ或Ｌｐ= VIＮ*Dmax / Ipf则Pｏ又可表示为: ﻫPo= ηVＩNf DｍａxＩp2/2f Ip= １/2ηＶINDmａｘIp∴Iｐ＝２Pｏ/ηVINDmax上列公式中：ﻫVIN:最小直流输入电压(V）ﻫDmａｘ：最大导通占空比ﻫLｐ: 变压器初级电感(mＨ)ﻫIp ：变压器原边峰值电流(A)f：转换频率(KHZ)//======＝＝===＝==＝==＝=======＝===＝＝===＝=====你看的书就会把你给绕进去．.．绕半天却找不到自己了。

反激式开关电源变压器计算反激变换器的重要参数通常是由反激式变压器决定的，同时它也是反激开关电源的核心部分。

设计反激式变压器时，让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上尤为重要，原因在于，这样不仅可以让其发热尽量减小，而且对器件的磨损也会相应减小。

也就是说，在芯片和磁芯等同的情况下，变压器如果设计不合理，则会导致整个开关电源的性能出现大幅度下降，比如如损耗的增加和最大输出功率的下降，那么，本文就将对如何计算出最合理的反激式变压器其方法进行详解。

计算变压器的最初，就要先选定一个工作点，这个点也就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

输入85V到265V、输出5V、2A 的电源、开关频率是100KHZ：第一步，选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。

可能朋友们不理解什么是原边感应电压，原边感应电压其实是一个典型的单端反激式开关电源，其工作周期可以理解为，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量。

在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的I=VOR*toff/L，这三项分别是原边感应电压（放电电压）、开关管关断时间和电感量。

在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的等于下降了的，上式中可以用D来代替TON，用1-D来代替TOOF，移项可得，D=VOR/(VOR+VS)。

此即是最大占空比了。

本文选定感应电压为80V、VS为90V ，则D=80/(*80+90)=0.47第二步，确定原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数：平均电流、有效值电流、峰值电流。

首先要知道原边电流的波形，原边电流的波形如下图所示，这是一个梯形波横向表示时间，纵向表示电流大小，这个波形有三个值：一是平均值；二是有效值；三是其峰值，平均值就是把这个波形的面积再除以其时间，如下面那一条横线所示。

反激电源计算公式反激电源是开关电源的一种常见拓扑结构，在很多电子设备中都有应用。

要设计一个反激电源，准确的计算公式那可是相当重要。

咱们先来说说反激电源的工作原理哈。

简单来讲，就是在开关管导通的时候，变压器储存能量，开关管截止的时候，变压器把储存的能量释放给负载。

这个过程就像是一个能量的搬运工，一会儿搬进来，一会儿送出去。

那反激电源的计算公式都有哪些呢？比如说，初级峰值电流的计算，这可是个关键的参数。

它的公式是：Ip = 2 * Pout / (η * Vin_min * Dmax) 。

这里面的 Pout 就是输出功率，η 是电源的效率，Vin_min 是输入的最小电压，Dmax 是最大占空比。

再比如说，初级电感量的计算，公式是：Lp = Vin_min * Dmax / (Ip * fsw) 。

这里的 fsw 是开关频率。

给您说个我之前遇到的事儿，有一次我带一个学生做一个小型反激电源的设计项目。

这孩子一开始对这些公式那是一头雾水，怎么讲都不明白。

我就带着他一步一步来，从确定电源的参数，到套用公式计算，再到实际搭建电路测试。

我们先确定了这个电源要给一个小风扇供电，风扇的功率大概是 10 瓦，我们希望效率能达到 80%左右，输入电压是 12 伏到 24 伏。

然后就开始算初级峰值电流，这孩子拿着笔，眼睛盯着公式，嘴里还念念有词。

算出来之后，又接着算初级电感量，这时候他已经有点上手了，自己在那捣鼓，还时不时问我几个小问题。

等把这些关键参数都算出来，开始选元器件，这又是一个考验。

电容、电阻、二极管、开关管，每一个都得选对。

这孩子一开始选的开关管耐压值不够，我提醒他之后，他一拍脑袋，说：“哎呀，老师，我怎么没想到呢！”最后把电路搭好，一测试，嘿，还真成功了！那风扇转得呼呼的，这孩子高兴得不行，我看着也特别有成就感。

咱们再回到反激电源的计算公式哈。

还有次级峰值电流的计算、变压器匝数比的计算等等，每一个公式都有它的作用和意义。

不连续模式下反激变换器的基本原理和电路设计
介绍
 反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。

这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。

在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。

反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。

由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。

磁路设计在本文中不涉及，可以参考相关文献。

 不连续模式反激变换器的基本原理
 反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。

在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。

 图1a是反激变换器的基本拓扑。

图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。

负反馈闭合环路采样主输出电压Vom。

Vom的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得Vom的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。

从输出跟随主输出得到相应的调节。

 电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端(带·)相对于非同名端(不带·)是负极性。

输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。

 在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压(Vdc-1)(这里假设开关管的。