反激变压器绕制详解

反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。

可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。

比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。

上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。

下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。

那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。

如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。

以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。

类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。

从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。

这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。

反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑）反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。

算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。

第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。

可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来，这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。

此即是最大占空比了。

比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47第二步,确实原边电流波形的参数.原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。

反激式变压器的设计反激式变压器的工作与正激式变压器不同。

正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。

因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。

这里的主要物理量是电压、时间、能量。

在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。

磁心尺寸和磁心材料也要选好。

这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。

刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。

(24)把Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25)就可以算出一次最大电感——最大占空比(通常为50％或0.5)。

(25)这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。

在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为：(26)要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式：(27)所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。

气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美国))：（28a）式中Ac——有效磁心面积，单位为；Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。

在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为(28b)式中Ac——有效磁心面积，单位为；Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。

这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。

磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。

这参数是电感磁心绕上1000匝后的数据(美国)。

根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。

(29)式中Lpri——一次电感量，单位为mH。

如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。

的值，可以使用式(30)。

注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。

(30)现在就用式(3- 31)来确定输出最大功率时的二次绕组匝数。

变压器反激式工作原理
嘿，朋友们！今天咱们来聊聊变压器反激式工作原理，这可真的超级有意思！
你想想啊，变压器就像是一个魔法盒子，能把电的能量变来变去。

那反激式呢，就像是这个魔法盒子的一种特别玩法。

比如说，你家的手机充电器，它里面很可能就有采用反激式工作原理的变压器哦。

当电流进入变压器，就好像是一个勇敢的小战士进入了神秘的城堡。

在变压器里面，初级绕组就像是城堡的前门，电流迅速冲进去。

然后呢，次级绕组就像是城堡的后门，等着合适的时机再把能量放出来。

哎呀，这可真是太奇妙了啊！就好比一场刺激的冒险！这当中的开关管呢，就像是一个聪明的指挥家，精准地控制着这一切。

“嘿，电流该进去啦！”开关管一声令下。

电流就乖乖地从初级绕组进去了。

然后开关管又说：“好啦，现在可以从次级绕组释放能量啦！”于是神奇的事情就发生了。

你说神奇不神奇？这种工作原理可不简单呐，它让我们的电子设备能够高效地工作。

如果没有它，我们的生活得少了多少便利呀！所以说，变压器反激式工作原理真的是超级重要，我们可不能小瞧了它！我的观点就是，它就是电子世界里的一个神奇魔法，让一切都变得那么不可思议！
好啦，今天就先聊到这儿啦，希望你们也跟我一样对这神奇的反激式工作原理感兴趣！快去观察观察身边的电子设备，说不定你就能发现它的奥秘哦！。

绕制变压器的技巧反激开关电源变压器绕制方法一、选择合适的磁芯材料和规格在绕制反激开关电源变压器之前，首先需要选择合适的磁芯材料和规格。

磁芯材料应该具有较高的磁导率、低矫顽力和良好的温度稳定性。

常见的磁芯材料有铁氧体、硅钢和坡莫合金等。

根据变压器的功率和频率要求，选择合适的磁芯规格，如磁芯的尺寸、材质和截面积等。

二、计算匝数、线径和线圈结构根据电路要求，计算出匝数、线径和线圈结构。

在计算时，需要考虑输入输出电压、电流和功率等因素，同时还要考虑到磁芯的饱和问题。

在线径选择上，需要考虑线圈的电流容量和绝缘层厚度等因素。

线圈结构可以选择分层或平板结构，具体应根据实际情况而定。

三、绕制初级和次级线圈根据计算结果，绕制初级和次级线圈。

在绕制过程中，需要注意层间绝缘和线圈排列。

层间绝缘可以采用绝缘纸或绝缘漆等材料，线圈排列应均匀紧凑，以减小漏磁和提高耦合系数。

在绕制完成后，应检查线圈是否有短路或断路等情况。

四、接入相关元件根据需要接入相关元件，如电容、电感等。

电容和电感等元件应按照设计要求进行接入，同时要注意元件的参数和耐压值等参数。

在接入元件时，应确保连接可靠，避免出现接触不良或过热等问题。

五、测试和调整绕制完成后，应进行测试和调整，以确保变压器正常工作。

测试时需要注意输入输出电压、电流和功率等参数是否符合设计要求，同时还要检查是否有异常噪声或过热等现象。

如果测试结果不符合要求，需要对变压器进行调整或重新绕制。

总之，反激开关电源变压器绕制方法需要仔细进行每一步操作，同时还需要根据实际情况进行相应的调整。

只有按照正确的方法进行绕制和测试，才能确保变压器的性能和质量符合要求。

反激式开关电源变压器设计原理(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac 值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s =70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850) Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE 材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW /m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np =60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η/ VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 +Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1.2.求出各绕组之线长.3.4.求出各绕组之RDC和Rac @100℃5.求各绕组之损耗功率6.加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns =10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC =0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A 求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W1.2.Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W3.4.估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301LSHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213LNs#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103LSHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211LNp#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301LNvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L#7连结两A 点2L。

反激电路变压器设计输入电压：70~120V开关频率：80KHz T=12.5us输出功率：50W输出电压：1、+12V 34W2、+12V 2W3、+12V 10W （后加7812）4、-12V 2W （后加7912）5、+5V 2W （后加7805）1、根据输出功率选择磁芯从上表可以看出，可以选择的磁芯EE30、EE35、EE40，這里选择EE40。

EE40的参数为：Ae =1402mm 、Aw =1572mm 、le =77mm （我查表查得的参数不是這样的，這里就按SOS 变压器设计中的参数来计算）2、绕组匝数设计变比（副边比原边）K=12.7V*0.53/(70*0.47)=0.2045，设计电路工作在连续状态，那么根据输入输出电压关系：in o U U =)1(D KD -，那么K=in o DU U D )1(-=70*47.07.12*53.0，12.7是输出电压加上二极管压降。

原边绕组：1p N =NdBudt =108*0.9*6.25u/(0.15T*1402mm )=29匝 U=108V ，108为当时设计时选择的输入端电池的最大电压；0.9*6.25u 就是dt ，這是占空比为D=0.45时的on t 值；0.15T 表示在on t 段时间内磁通密度的变化量，反激电路为m B ；140mm 是Ae 值。

副边s1（+12V 34W ）：1s N =6匝，根据变比关系1s N =0.2*29=5.8——6匝 副边s2（+12V 2W ）：2s N =6匝副边s3（+12V 10W ）：3s N =15.2*6/12.7=7.18——8匝。

這里15.2V 是7812的输入电压14V+1.2V 的二极管压降；6为副边S1的匝数；12.7V 为副边S1绕组上的电压（输出电压12V+二极管压降0.7V ），用到的公式为：2121N N u u =。

注意反激变压器原副边不满足电压比的关系，但是他们的电流满足匝比关系。

反激电源变压器设计一、变压器参数的选择反激电源变压器的核心参数包括输入电压、输出电压、输出功率和工作频率。

在设计反激电源变压器时，首先要确定输入电压和输出电压的数值，通常可以根据电子设备的需求进行选择。

然后，根据输出功率计算变压器的功率大小，一般情况下可以按照变压器的负载能力来选择。

最后，确定工作频率，一般常用的工作频率有50Hz和60Hz两种，可以根据具体的应用需求来选择。

二、绕线的计算1.确定绕组的匝数比反激电源变压器通常是多绕组变压器，其中包括输入绕组、输出绕组和反馈绕组。

输入绕组的匝数Np从输入电压和功率的关系中可以计算得到，公式为Np = Vin * Iin / P，其中Vin表示输入电压，Iin表示输入电流，P表示输出功率。

输出绕组的匝数Ns可以由输出电压和功率的关系计算得到，公式为Ns = Vout * Iout / P，其中Vout表示输出电压，Iout表示输出电流，P表示输出功率。

反馈绕组的匝数Nf可以根据设计需求确定，通常取决于反馈网络的设计。

2.计算绕组的截面积绕制反激电源变压器时需要考虑绕组的电流和电阻损耗。

根据电流密度J，可以计算出绕组的截面积A，公式为A=I/J，其中I为电流密度，J为截面积。

电流密度的取值可以根据设计经验或者具体的应用需求来确定。

另外，要考虑绕组的电阻损耗，可以通过计算电阻来确定。

3.确定绕组的材料反激电源变压器的绕组通常采用铜导线，因为铜导线有较好的导电性能和热稳定性。

在选择铜导线时，要考虑导线的直径、长度和截面积等参数，同时还要根据绕组的电流来选择合适的导线规格，以保证导线能够承受相应的电流负荷。

三、设计注意事项1.绕制绕组时要注意匝数的计算和绕线的排列方式，以保证绕组的结构紧凑和电感性能的稳定。

2.反激电源变压器中会产生电磁干扰，因此在设计时要合理布局绕组，减小磁感应强度的泄漏。

3.反激电源变压器的绕组要用绝缘材料进行绝缘处理，以避免电气短路和绝缘击穿现象的发生。

反激式变压器计算反激式变压器是一种常见的电力变压器，广泛应用于各个领域。

它具有体积小、重量轻、效率高等优点，被广泛用于电源适配器、电子设备等领域。

本文将详细介绍反激式变压器的基本原理、计算方法以及设计要点，希望能给读者带来一些指导意义。

首先，我们来了解一下反激式变压器的基本原理。

反激式变压器是一种将输入电压转换为所需输出电压的装置。

它通常由两个线圈组成，一个被称为主线圈，另一个被称为副线圈。

主线圈通常由一组导线绕制在铁芯上，而副线圈则是由一组绕制在另一个铁芯上的导线组成。

当输入电压通过主线圈时，它会在铁芯中产生一个磁场，从而感应出一个信号电压。

这个信号电压通过电容和其他电子元件进行整流和滤波后得到所需的输出电压。

接下来，我们将介绍反激式变压器的计算方法。

在设计反激式变压器时，首先需要确定所需的输出电压和输出电流。

然后，根据输出电压和输出电流的关系，可以计算出所需的输入电压和输入电流。

一般而言，输入电流大约是输出电流的2-10倍。

此外，还需要考虑到反激式变压器的转换效率，通常为80%-95%之间。

因此，根据所需的输出电压、输出电流和转换效率，可以计算出变压器的功率。

在设计反激式变压器时，还需要注意一些要点。

首先，需要选择合适的铁芯材料和导线材料，以确保变压器的工作效果和热耗损。

铁芯材料通常选择磁导率高、磁现象不明显的材料，如硅钢片。

导线材料则需要选择耐高温、低电阻的材料，以减少能量损耗和电压降。

其次，需要合理设计主副线圈的匝数，以满足输出电压和输入电压的变换要求。

通常，主线圈匝数多于副线圈，该比值可以根据所需的变换倍数来确定。

最后，还需要注意变压器的散热问题，可以采用散热器、风扇等方式来降低温度，确保变压器的正常工作。

综上所述，反激式变压器是一种常见的电力变压器，具有体积小、重量轻、效率高等优点。

在设计反激式变压器时，需要根据所需的输出电压、输出电流和转换效率来计算输入电压和输入电流，并注意选择合适的铁芯材料和导线材料，合理设计主副线圈的匝数，以及解决变压器的散热问题。

反激式开关电源变压器设计说明反激式开关电源变压器是一种常见的电源变压器，能够将输入电压通过开关转换和变换输出为所需的电压。

它具有多种应用领域，如电子设备、通信设备、医疗设备等。

本文将详细介绍反激式开关电源变压器的设计原理、设计步骤以及注意事项。

一、设计原理开关管是控制开关电路导通和断开的关键元件。

当开关导通时，输入电压通过变压器传递到输出端，当开关断开时，输出端与输入端相隔离。

变压器用于变换电压。

它通常由两个或多个线圈绕制而成，主要包括输入线圈和输出线圈。

输入线圈与开关管相连接，负责将输入电压传递到输出线圈。

输出线圈则负责变换电压。

滤波电路用于对输出信号进行滤波，减小波动和噪音。

二、设计步骤1.确定输入电压和输出电压：首先需要明确所需的输入电压和输出电压。

这将决定变压器的变比。

2.选择合适的变压器：根据所需的变比，选择合适的变压器。

变压器的选取应基于电流容量和功率需求等因素。

3.计算变压器的线圈数：根据变压器的变比和输入输出电压，计算输入线圈和输出线圈的匝数。

同时，考虑变压器的耦合系数和数量线圈相对位置等因素。

4.确定开关管和开关频率：根据输入电压、输出电压和功率需求，确定合适的开关管。

同时，选择合适的开关频率，以避免电磁干扰。

5.设计滤波电路：根据输出电压的要求，设计合适的滤波电路。

滤波电路可以使用电容、电感和抗干扰电路等组成。

6.确定电源保护电路：为了保证电源的稳定性和可靠性，设计合适的保护电路，如过流保护、过压保护、短路保护等。

7.进行仿真分析：使用电路仿真工具，对设计的电源变压器进行仿真分析，检查电源变压器的性能和特性。

8.制作和测试：按照设计的电路图，制作电源变压器，并进行测试。

测试包括输出电压稳定性、效率和波动等。

三、注意事项1.选择适当的变压器：变压器应能满足所需的电流容量和功率需求。

同时，应注意变压器的质量和耐用性。

2.稳定性和可靠性：电源变压器应具有良好的输出电压稳定性和可靠性。

反激变压器绕制方法反激变压器又称反激式变压器，是一种应用于开关电源中的重要元件。

它可以实现输入电压到输出电压的变换，并且具有较高的效率和良好的电子性能。

制作反激变压器需要注意绕线方法，下面将就反激变压器的绕制方法进行详细介绍。

一、材料准备在进行反激变压器的绕制前，首先要准备好所需的材料和工具。

主要包括磁性铁芯、绝缘线、绝缘纸、焊锡、焊接工具等。

磁性铁芯是反激变压器的主要材料，它决定了变压器的性能和效率。

而绝缘线和绝缘纸则用于绕制变压器的线圈，起到绝缘和保护作用。

焊锡和焊接工具用于固定线圈和连接电路。

二、线圈绕制1. 选择合适的磁性铁芯在绕制反激变压器时，首先要选择合适的磁性铁芯。

通常情况下，磁性铁芯由铁芯和绕线管组成，选择合适的尺寸和磁导率对于变压器的性能至关重要。

2. 绕制初级线圈初级线圈是反激变压器的输入端，通过初级线圈产生的磁场来感应次级线圈，完成电压变换。

绕制初级线圈时，要根据设计要求选择合适的规格和匝数的绝缘线，同时要注意线圈的绝缘保护和固定方式。

3. 绕制次级线圈次级线圈是反激变压器的输出端，根据输入端的磁场感应来产生输出电压。

绕制次级线圈时，同样需要选择合适的规格和匝数的绝缘线，并且要保证线圈的绝缘和固定。

4. 线圈连接和固定在绕制好初级线圈和次级线圈后，需要将它们连接到电路中，并进行固定。

通常情况下，使用焊锡进行线圈之间的连接，并使用绝缘纸和胶水进行线圈的固定，以确保线圈不会松动和短路。

三、绝缘处理绕制好线圈后，还需要进行绝缘处理。

主要包括在线圈外部包裹绝缘纸和胶水，以确保线圈的绝缘性能和保护。

同时要注意线圈与磁性铁芯之间的绝缘处理，以防止短路和电流泄露。

四、测试和调试完成反激变压器的绕制后，需要进行测试和调试。

主要包括使用万用表和示波器等仪器对线圈的匝数、绝缘和电压性能进行检测和调整，确保变压器的正常工作和性能稳定。

总结：反激变压器的绕制方法涉及到材料选择、线圈绕制、绝缘处理和测试调试等多个环节，需要仔细操作和严格把关。

反激式变压器工作原理反激式变压器是一种常用的电力变压器，其工作原理是通过磁场的变化来实现电压的变换。

在电路中，反激式变压器主要用于将交流电压从一种电压级别转换到另一种电压级别，常见的应用场景有电力输配电、电子设备供电等。

反激式变压器由两个线圈组成，分别是主线圈和副线圈。

主线圈一般由较粗的导线绕制，副线圈则由较细的导线绕制。

两个线圈通过一个铁心相互绝缘地连接在一起。

当主线圈中通入电流时，产生的磁场会穿过铁心并传导到副线圈中。

这个过程中，根据电磁感应定律，磁场的变化会在副线圈中产生感应电动势，从而使副线圈中产生电流。

这样，通过反激式变压器，我们可以将输入电压转换为不同的输出电压。

反激式变压器的工作原理可以通过以下几个步骤来说明：1. 输入电流：当输入电流通过主线圈时，产生的磁场会穿过铁心，从而使得副线圈中产生感应电动势。

2. 感应电动势：根据电磁感应定律，磁场的变化会在副线圈中产生感应电动势。

这个感应电动势的大小与主线圈中的电流变化率成正比。

3. 输出电流：感应电动势会驱动副线圈中的电流流动。

根据法拉第电磁感应定律，感应电动势的方向与电流的方向相反。

因此，副线圈中的电流与主线圈中的电流方向相反。

4. 输出电压：根据欧姆定律，输出电压等于输出电流乘以副线圈的电阻。

由于副线圈的导线较细，其电阻较大，所以输出电压通常较高。

通过调整主线圈和副线圈的匝数比例，我们可以实现不同的输入和输出电压。

例如，当主线圈的匝数比副线圈的匝数大时，输出电压会降低；反之，当主线圈的匝数比副线圈的匝数小时，输出电压会升高。

反激式变压器的工作原理可以帮助我们更好地理解电力变压器的工作原理。

在实际应用中，反激式变压器具有体积小、重量轻、效率高等优点，广泛应用于电力系统和电子设备中。

反激式变压器是一种基于电磁感应原理的电力变压器。

通过主线圈和副线圈之间的磁场变化，反激式变压器能够将输入电压转换为不同的输出电压。

通过调整线圈的匝数比例，我们可以实现所需的电压变换。

200w反激变压器绕法【200w反激变压器绕法】是指一种特殊的变压器绕法，其特点是可以实现高效率、高功率输出的电磁换能装置。

在本文中，我们将详细介绍200w反激变压器的绕法和制作过程，以及相关技术细节。

一、什么是200w反激变压器？反激变压器是一种特殊的变压器，其原理是通过电感储能的方式实现能量转换。

在正常的变压器中，输入和输出是通过直接相连的绕组来实现的，而在反激变压器中，输入和输出是通过电容储能和电感储能的方式实现的。

二、200w反激变压器的绕法步骤1.准备工作首先，我们需要明确所需的电气参数，如输入电压、输出电压和输出功率等。

然后，选择适当的磁心材料和线径。

2.绕制初级绕组在选择好的磁心上，用合适的线径绕制初级绕组。

初级绕组的匝数取决于输入电压和设计的工作频率。

绕制时要保证匝数均匀，绕制完后，检查绕组的匝数是否符合要求。

3.加工磁芯对选择好的磁心进行加工，以适应绕制次级绕组的需要。

这可能包括切割、破碎或其他形式的加工。

4.绕制次级绕组根据输出电压和设计的工作频率，用合适的线径绕制次级绕组。

同样，绕制时要保证匝数均匀，并检查匝数是否符合要求。

5.绕制辅助绕组根据需要，绕制辅助绕组，如调节绕组、屏蔽绕组等。

这些绕组的设计目的是为了提高变压器的性能和稳定性。

6.固定绕组和焊接将绕制好的绕组和磁芯固定在一起，并进行焊接。

焊接应该坚固可靠，以确保绕组在工作过程中不会脱落或损坏。

7.测试和调试完成变压器的制作后，进行测试和调试。

测试包括输入和输出电压、功率效率等参数的测量。

如果需求不符合设计要求，可能需要进行一些调整和修正。

三、200w反激变压器的应用领域由于200w反激变压器具有高效率和高功率输出的特点，它在许多领域得到了广泛的应用。

例如，通信设备、电力电子设备、电动汽车等。

它们都需要高效率和高功率输出的电源。

总结：200w反激变压器是一种高效率和高功率输出的电磁换能装置。

它的绕制过程包括准备工作、绕制初级绕组、加工磁芯、绕制次级绕组、绕制辅助绕组、固定绕组和焊接、测试和调试等步骤。

llc变压器和反激变压器次级绕组LLC变压器是一种新型的谐振变压器，它融合了谐振转换器和变压器的优点，能够在高效、高性能和高可靠性的情况下实现电能的转换。

而反激变压器也是一种谐振转换器，其次级绕组具有很多特点和应用场景。

下面我们将详细介绍这两种变压器次级绕组的特点和应用。

首先，我们来了解LLC变压器次级绕组。

LLC变压器次级绕组是一种多段、多极的绕组结构，使用高质量的绕线和绕制技术，能够有效降低能量损耗和电磁干扰。

LLC变压器的次级绕组具有以下几个特点：1.多段结构：LLC变压器次级绕组通常由多段线圈组成，这些线圈被连接在一起以形成绕组。

多段结构可以减少电阻和电感的损耗，并提高电压和电流的传输效率。

2.多极设计：LLC变压器次级绕组采用多极设计，能够提高谐振频率的稳定性和负载容量。

多极设计还可以减少电磁干扰和电压波动。

3.高质量绕线和绕制技术：LLC变压器次级绕组使用高质量的绕线材料，并采用先进的绕制技术，能够减少能量损失和电磁干扰。

高质量的绕线和绕制技术可以提高整个变压器系统的效率和可靠性。

LLC变压器次级绕组广泛应用于高频电源转换器、电力传输和配电系统等领域。

在高频电源转换器中，LLC变压器次级绕组可以实现高效能量转换和稳定电压输出。

在电力传输和配电系统中，LLC变压器次级绕组可以提供稳定的电压和电流输出，并减少能量损耗和电磁干扰。

接下来，我们来介绍反激变压器次级绕组。

反激变压器是一种谐振转换器，其次级绕组具有以下几个特点：1.高耐压能力：反激变压器次级绕组通常采用高压绝缘材料和绝缘结构，能够承受高达数千伏的电压。

高耐压能力使得反激变压器次级绕组能够在高压环境下安全可靠地工作。

2.紧凑结构：反激变压器次级绕组采用紧凑的绕制结构，能够在有限的空间内实现高功率的传输。

紧凑结构使得反激变压器次级绕组适用于一些有大小和重量限制的应用场景。

3.高效能转换：反激变压器次级绕组具有较高的谐振频率和较低的电感损耗，能够实现高效能的电能转换。

反激变压器如何绕制,,初级与次级绕制方向一样吗??怎样根据同名端绕制(有图) 加入收藏
各位,,如图所示,是反激开关变压器,如何根据同名端绕制??假如我初级从1脚以顺时针绕到2脚时,是不是次级从3脚以逆时针绕到4脚呢??还是怎样才正确??
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2帖微龍出湖旅长2631
2010-09-01 16:41
錯
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3帖微龍出湖旅长2631
十2010-09-01 16:43
次级从4脚以順时针绕到3脚
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4帖sixbrother师长3495
九2010-09-01 18:04
次级从4脚以順时针绕到3脚或次级从3脚以逆时针绕到4脚
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9帖怪你过分美丽连长312
四2010-09-29 10:38
呵呵,这个问题还在探讨啊,有趣.
四楼的是正确的!
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5帖LTF701016工兵 4
八2010-09-02 15:22
你描述是正确的，另外也可以4到3脚顺时针绕制。

你之所以这样问，是不是你们的有两种方向的绕线机？。

反激变压器绕向与标号关系反激变压器是一种常见的电气设备，它在电力系统中起到了重要的作用。

反激变压器的绕向与标号关系是指绕组的接线方式和绕组标号之间的对应关系。

本文将从反激变压器的基本原理、绕组的接线方式和标号以及绕向与标号的关系进行详细描述。

一、反激变压器的基本原理反激变压器是一种特殊的变压器，用于将电能从高电压侧传递到低电压侧。

它由两个绕组组成，分别是励磁绕组和工作绕组。

励磁绕组用于提供磁场，工作绕组用于传递电能。

当励磁绕组接通交流电源时，会在铁芯中形成一个交变磁场，从而诱导出工作绕组中的电动势，实现电能的传递。

二、绕组的接线方式和标号在反激变压器中，绕组一般采用两种接线方式，分别是星形接线和三角形接线。

星形接线又称为Y型接线，它是将绕组的起点连接在一起，形成一个星型结构；三角形接线则是将绕组的起点和终点连接在一起，形成一个闭合的三角形结构。

绕组的标号是指对绕组中的每个导线进行编号，以便于安装和维护。

通常情况下，星形接线的绕组会采用大写字母A、B、C等进行标号，而三角形接线的绕组则采用小写字母a、b、c等进行标号。

标号的目的是为了确保绕组的正确连接，并避免接线错误导致的故障。

三、绕向与标号的关系绕向与标号之间的关系是指绕组的连接方式和绕组的标号之间的对应关系。

在反激变压器中，绕向的选择会影响绕组的接线方式和标号。

对于星形接线的绕组，绕向的选择决定了绕组的起点和终点的连接方式。

例如，当绕向为顺时针方向时，起点连接在一起，形成一个星型结构，标号依次为A、B、C；当绕向为逆时针方向时，起点同样连接在一起，但标号的顺序则为C、B、A。

对于三角形接线的绕组，绕向的选择决定了绕组的起点和终点的连接方式。

例如，当绕向为顺时针方向时，起点和终点连接在一起，形成一个闭合的三角形结构，标号依次为a、b、c；当绕向为逆时针方向时，起点和终点同样连接在一起，但标号的顺序则为c、b、a。

绕向的选择和绕组的标号之间存在一定的关系，正确的绕向选择可以确保绕组的正确连接，避免接线错误导致的故障。