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反激式变压器开关电源电路参数计算反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。
1-7-3-1 .反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。
1-7-3-1 .反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容两端电压的充、放电波形画成了锯齿波，这也相当于用曲率的平均值来取代曲线的曲率，如图1-26所示。
图1-26中，uo是变压器次级线圈输出波形，Up是变压器次级线圈输出电压正半周波形的峰值，Up-是变压器次级线圈输出电压负半周波形的峰值，Upa是变压器次级线圈输出电压波形的半波平均值，uc是储能滤波电容两端的电压波形，Uo是反激式变压器开关电源输出电压的平均值，i1是流过变压器初级线圈的电流，i2是流过变压器次级线圈的电流，Io是流过负载两端的平均电流。
从图1-26可以看出，反激式变压器开关电源储能滤波电容充、放电波形与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容充、放电波形（图1-8-b ））基本相同, 只是极性正好相反。
因此，图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算方法与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容参数的计算方法完全相同。
mWSaver™ Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling RectificationFeatures▪mWSaver™ Technology:-Internal Green Mode to Stop SR Switching for Lower No-Load Power Consumption- 1.1mA Ultra-Low Green Mode OperatingCurrent▪SR Controller▪Suited for Flyback Converter in QR, DCM, and CCM Operation▪Suited for Forward Freewheeling Rectification▪PWM Frequency Tracking with Secondary-Side Winding Voltage Detection▪Ultra-Low V DD Operating Voltage for Various Output Voltage Applications (5V~24V)▪V DD Pin Over-Voltage Protection (OVP)▪12V (Typical) Gate Driver Clamp▪8-Pin SOP PackageApplications▪AC/DC NB Adapters▪Open-Frame SMPS▪Battery Charger DescriptionFAN6204 is a secondary-side synchronous rectification (SR) controller to drive SR MOSFET for improving efficiency. The IC is suitable for flyback converters and forward free-wheeling rectification.FAN6204 can be applied in continuous or discontinuous conduction mode (CCM and DCM) and quasi-resonant (QR) flyback converters based on the proprietary innovative linear-predict timing-control technique. The benefits of this technique include a simple control method without current-sense circuitry to accomplish noise immunity.With PWM frequency tracking and secondary-side winding voltage detection, FAN6204 can operate in both fixed- and variable-frequency systems.In Green Mode, the SR controller stops all SR switching operation to reduce the operating current. Power consumption is maintained at minimum level in light-load condition.Ordering InformationFAN6204 —mWSaver™ Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling Rectification C T R2R4Figure 19. Simplified Linear-Predict Block The voltage-second balance equation for the primary-side inductance of the flyback converter is given in Equation 1. Inductor current discharge time is given as: ..IN PM ON L DIS OUT V t t n V⋅=⋅(2) The voltage scale-down ratio between RES and LPC is defined as K below: ()()434212//R R R K R R R+=+(3) During t PM.ON, the charge current of C T is i CHR-i DICHR, while during t L.DIS,the discharge current is i DICHR. As a result, the current-second balance equation for internal timing capacitor (C T) can be derived from: ..5(())IN OUT OUT PM ON OUT CT DIS V V V t V t K n⋅+−⋅=⋅(4) Therefore, the discharge time of C T is given as: ..5(())IN OUT OUT PM ON CT DIS OUT V V V t K n t V⋅+−⋅=(5) When the voltage scale-down ratio between RES and LPC (K) is five (5), the discharge time of C T (t CT.DIS) is the same as inductor current discharge time (t L.DIS). However, considering the tolerance of voltage divider resistors and internal circuit, the scale-down ratio (K) should be larger than five (5) to guarantee that t CT.DIS is shorter than t L.DIS. It is typical to set K around 5~5.5. Referring to Figure 18; when LPC voltage is higher than V LPC-EN over a blanking time (t LPC-EN) and lower than V LPC-TH-HIGH (0.05V OUT), then SR MOSFET can be triggered. Therefore, V LPC-EN must be lager than V LPC-TH-HIGH or the SR MOSFET cannot be turned on. When designing the voltage divider of LPC, R1 and R2 should be considered as: (C T) is charged by current source (i CHR-i DICHR) proportional to V IN, so V CT also increases linearly. When the primary-side MOSFET is turned off, the energy stored in L m is released to the output. During the inductor discharge time(t L.DIS), the magnetizing current (I M) decreases linearly from I M,max to I M,min. At the same time, the internal timing capacitor (C T) is discharged by current source (i DISCHR) proportional to V OUT, so V CT also decreases linearly. To guarantee the proper operation of SR, it is important to turn off SR MOSFET just before SR current reaches I M,min so that the body diode of SR MOSFET is naturally turned off. DCM / QR Operation In DCM / QR operation, when primary-side MOSFET is turned off, the energy stored in L m is fully released to the output at the turn-off timing of primary-side MOSFET. Therefore, the DET voltage continues resonating until the primary-side MOSFET is turned on, as depicted in Figure 18. While DET voltage is resonating, DET voltage and LPC voltage drop to zero by resonance, which can trigger the turn-on of the SR MOSFET. To prevent fault triggering of the SR MOSFET in DCM operation, blanking time is introduced to LPC voltage. The SR MOSFET is not turned on even when LPC voltage drops below 0.05V OUT unless LPC voltage stays above 0.83V LPC-HIGH longer than the blanking time (t LPC-EN). The turn-on timing of the SR MOFET is inhibited by gate inhibit time (t INHIBIT), once the SR MOSFET turns off, to prevent fault triggering. mWSaver™ Technology Green-Mode Operation To minimize the power consumption at light-load condition, the SR circuit is disabled when the load decreases. As illustrated in Figure 20, the discharge times of inductor and internal timing capacitor decrease as load decreases. If the discharge time of the internal timing capacitor is shorter than t GREEN-ON (around 4.8µs) for more than three cycles, the SR circuit enters Green Mode. Once FAN6204 enters Green Mode, the SRprevious switching period (t S-PWMdisabled and enters Green Mode, as shown in Figure 23. Since the rising edge of VFigure 23. Fault Causal Timing ProtectionGate Expand Limit ProtectionGate expand limit protection controls on-time expansion of the SR MOSFET. Once the discharge time of the internal timing capacitor (t DIS.CT) is longer than 115% of previous on time of the SR MOSFET (t on-SR(n-1)); t on-SR(n) is limited to 115% of t on-SR(n-1), as shown in Figure 24. When output load changes rapidly from light load to heavy load, voltage-second balance theorem may not be applied. In this transient state, gate expand limit protection is activated to prevent overlap between SR gate and PWM gate.Figure 24. Gate Expand Limit ProtectionRES Dropping ProtectionRES dropping protection prevents V RES dropping too much within a cycle. The V RES is sampled as a reference voltage, V RES’,on V LPC rising edge. Once V RES drops below 90% of V RES’ for longer than a debounce time (t RES-DROP), the SR gate is turned off immediately, as shown in Figure 25. When output voltage drops rapidly within a switching cycle, voltage-second balance may not be applied, RES dropping protection is activated to prevent overlap.Figure 25. V Dropping ProtectionFAN6204 —mWSaver™ Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling Rectification Figure 20. Entering Green Mode I M SR Gate5.35µs…….7 Times 5.35µs 5.35µs Green Mode Normal Mode Figure 21. Resuming Normal Operation Causal Function Causal function is utilized to limit the time interval (t SR-MAX) from the rising edge of V LPC to the falling edge of the SR gate. t SR-MAX is limited to 97% of previous switching period, as shown in Figure 22. When the system operates at fixed frequency, whether voltage-second balance theorem can be applied or not, causal function can guarantee reliable operation. Figure 22. Causal Function Operation Fault causal timing protection is utilized to disable the SR gate under some abnormal conditions. Once the switching period (t(n)) is longer than 120% ofFAN6204 —mWSaver™ Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling Rectification LPC Pin Open / Short Protection LPC-Open Protection: If V LPC is higher than V LPC-DIS(4.2V) for longer than debounce time t LPC-HIGH, FAN6204 stops switching immediately and enters Green Mode. V LPC is clamped at 6V to avoid LPC pin damage. LPC-Short Protection: If V LPC is pulled to ground and the charging current of timing capacitor (C T) is near zero, SR gate is not output. RES Pin Open / Short Protection RES-Open Protection: If V RES is pulled to HIGH level, the gate signal is extremely small and FAN6204 enters Green Mode. In addition, V RES is clamped at 6V to avoid RES pin damage. RES-Short Protection: If V RES is lower than V RES-EN (0.7V) for longer than debounce time t RES-LOW, FAN6204 stops switching immediately and enters Green Mode. Under-Voltage Lockout (UVLO) The power ON and OFF V DD threshold voltages are fixed at 4.8V and 4.5V, respectively. With an ultra-low V DD threshold voltage, the FAN6204 can be used in various output voltage applications. V DD Pin Over-Voltage Protection (OVP) Over-voltage conditions are usually caused by an open feedback loop. V DD over-voltage protection prevents damage on the SR MOSFET. When the voltage on VDD pin exceeds 27.5V, the SR controller stops switching the SR MOSFET. Over-Temperature Protection (OTP) To prevent SR gate from fault triggering in high temperatures, internal over-temperature protection is integrated in FAN6204. Once the temperature is over 140°C, SR gate is disabled until the temperature drops below 120°C.FAN6204 —mWSaver™ Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling Rectification 8°0°SEE DETAIL A NOTES: UNLESS OTHERWISE SPECIFIED A) THIS PACKAGE CONFORMS TO JEDEC MS-012, VARIATION AA, ISSUE C, B) ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS. C) DIMENSIONS DO NOT INCLUDE MOLD FLASH OR BURRS. D) LANDPATTERN STANDARD: SOIC127P600X175-8M. E) DRAWING FILENAME: M08AREV13LAND PATTERN RECOMMENDATION SEATING PLANE0.10C C GAGE PLANE x 45°DETAIL A SCALE: 2:1PIN ONE INDICATOR481C M B A0.25B5 5.601.75 1.276.205.80 3.81 4.003.80(0.33) 1.270.510.330.250.101.75 MAX0.250.190.360.500.25R0.10R0.100.900.406(1.04)OPTION A - BEVEL EDGE OPTION B - NO BEVEL EDGEFAN6204 —mWSaver™ Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling Rectification。
正激准谐振开关电源工作原理
嘿，朋友们！今天咱要来聊聊正激准谐振开关电源工作原理，这可真是个超级有趣的东西啊！
你看啊，就好比我们的生活中，电就像我们的血液一样重要，而开关电源呢，就是保证电能够顺畅流动的关键。
正激准谐振开关电源啊，它就像是一个聪明的指挥官。
想象一下，电源的输入就像是一群不守规矩的小家伙，横冲直撞的。
这时候正激准谐振开关电源就出马了！它通过一系列神奇的操作，把这些小家伙们都梳理得服服帖帖，变成我们需要的稳定电能。
正激准谐振开关电源里面有好多关键的部分呢！比如说那个变压器，就像是一个魔法盒子，把电的能量进行转换和传递。
还有那些电子元件，它们齐心协力地工作着，确保一切都有条不紊。
“哎呀，那它到底是怎么做到的呀？”你可能会这么问。
嘿嘿，它就像是一个节奏感超强的音乐家，能够精准地把握节奏，让电流和电压在合适的时候达到和谐共鸣！这可不是一般的厉害啊！
咱再举个例子，如果你家里的电器没有一个好的开关电源，那可能一会儿灯忽明忽暗，一会儿电视又出问题，多烦人呐！但有了正激准谐振开关电源，这些问题统统都不见啦！
在各种电子设备中，正激准谐振开关电源都发挥着至关重要的作用，没有它，我们的生活可就要乱套啦！它就像一个默默守护我们的小英雄，虽然我们可能平时不太会注意到它，但它一直在那里，兢兢业业地工作着。
所以说啊，正激准谐振开关电源的工作原理真的超级重要，我们真应该好好了解它，感谢它为我们的生活带来的便利呀！。
反激式变压器开关电源电路参数计算
反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。
1-7-3-1．反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算
前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容两端电压的充、放电波形画成了锯齿波，这也相当于用曲率的平均值来取代曲线的曲率，如图1-26所示。
图1-26中，uo是变压器次级线圈输出波形，Up是变压器次级线圈输出电压正半周波形的峰值，Up-是变压器次级线圈输出电压负半周波形的峰值，Upa是变压器次级线圈输出电压波形的半波平均值，uc是储能滤波电容两端的电压波形，Uo是反激式变压器开关电源输出电压的平均值，i1是流过变压器初级线圈的电流，i2是流过变压器次级线圈的电流，Io是流过负载两端的平均电流。
从图1-26可以看出，反激式变压器开关电源储能滤波电容充、放电波形与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容充、放电波形（图1-8-b））基本相同，只是极性正好相反。
因此，图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算方法与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容参数的计算方法完全相同。
反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算，除了参考图1-7以外，还可以参考前面串联式开关电源或反转式串联开关电源中储能滤波电容参数的计算方法，同时还可以参考图1-6中储能滤波电容C的充、放电过程。
从图1-26中可以看出，反激式变压器开关电源与反转式串联开关电源中的储。
反激电源公式推导反激电源是电源中的一种常用电路，适用于低电压输入高电压输出的场合。
它通过非谐振方式将输入电源电压反向放大，输出更高的电压。
反激电源的推导如下：1.基本电路图：反激电源的基本电路图由以下几个基本部分组成：-MOSFET开关管-反激变压器-控制电路-滤波电路2.工作原理：反激电源的工作原理是通过变压器的变压作用，将输入电压转换为反向放大的高电压输出。
基本的工作原理如下：-当开关管导通时，输入电压施加在变压器的主绕组上，形成磁场。
-当开关管及其副绕组（激磁绕组）断开时，磁场崩溃，产生反向电动势。
-变压器的副绕组将这一反向电动势加倍，并输出到滤波电路中。
-控制电路会周期性地使开关管导通和断开，以反复周期性地充放电变压器。
3.输出电压表达式的推导：开关管导通的情况下，由电路的基本方程可以得到：Vin = Ldi/dt + Vout解得：di = (Vin - Vout) dt / L当副绕组开路时，有：Ldi(L)/dt = Vout整理可得：di(L) = Vout dt / L因此：di/dt = Vout / (L/Np)其中Np为变压器主绕组的匝数。
根据反激电源的工作原理，可以得到输出电压表达式：Vout = di(L) * Ns = (Vout * dt / L) * Ns其中Ns为变压器副绕组的匝数。
整理可得：Vout = Vin * Ns / Np * dt在每个周期T内，开关管导通时间比例为D (0 < D < 1)，断开时间比例为1-D。
因此dt可以表达为：dt = T * D代入上式，可以得到输出电压表达式：Vout = Vin * Ns / Np * T * D这样，输出电压与输入电压、变压器匝数比、周期时间及开关管导通时间有关。
4.输出电压控制：反激电源的输出电压可以通过调节开关管导通时间D来控制，从而实现对输出电压的调整。
通常，可以通过放大控制电路产生的PWM信号来控制开关管的导通时间。
准谐振反激的原理、应用及参数计算
时间：2010-09-07 17:23:42 来源：作者：
如果不用固定的时钟来初始化导通时间,而利用检测电路来有效地“感测”MOSFET (VDS) 漏源电压的第一个最小值或谷值,并仅在这时启动MOSFET导通时间,结果会是由于寄生电容被充电到最小电压,导通的电流尖峰将会最小化。
这情况常被称为谷值开关(Valley Switching) 或准谐振开关。
这篇文章的目的目的在于和大家分享关于准谐振反激的原理、应用及参数计算方面的知识。
准谐振QR
Q(Quasi)
R( resonant)
主要是降低mosfet的开关损耗，而mos的开关损耗主要是来源于自身的输出电容。
从上图中，大家可以讨论一下，一般的开关损耗来自于那几个部分的寄生电容产生的。
在传统的非连续模式反激DCM)的停滞时间内，寄生电容将会跟VDC周围的主要电感产生振荡。
寄生电容上的电压会随振荡而变化，但始终具有相当大的数值。
当下一个周期MOSFET导通时间开始时，寄生电容会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。
由于这个电流出现时MOSFET存在一个很大的电压,该电流尖峰因此会做成开关损耗。
从上面的图可以看到，准谐振跟一般的传统反激原理基本一样。
Lleak是初级漏感，Rp是初级电阻，Cp是谐振电容;
当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由LP、CP决定，衰减因子由RP决定。
对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。
反激式开关电源的设计计算一、反激式开关电源变换器：也称Flyback变换器，是将Buck/Boost变换器的电感变为变压器得到的，因为电路简洁，所用元器件少，成本低，是隔离式变换器中最常用的一种，在100W以下AC-DC变换中普遍使用，特别适合在多输出场合。
其中隔离变压器实际上是耦合电感，注意同名端的接法，原边绕组和副边绕组要紧密耦合，而且用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。
二、AC-DC变换器的功能框图：交流220V电压经过整流滤波后变成直流电压V1，再由功率开关管（双极型或MOSFET）斩波、高频变压器T降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波器D、C2，获得所需要的直流输出电压V o。
脉宽调制控制器是其核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输出电压的高低，达到稳压目的；锯齿波发生器提供时钟信号；利用误差放大器和比较器构成闭环调节系统。
三、设计步骤：1.基本参数：交流输入电压最小值Umin交流输入电压最大值Umax电网频率Fa：50Hz或60Hz开关频率f：大于20kHz，常用50kHz～200kHz输出电压V o输出功率Po损耗分配系数Z ：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取0.5电源效率k ：一般取75～85%。
低电压（5V 以下）输出时，效率可取75%，高压（12V 以上）输出，效率可取85%；中等电压（5V 到12V 之间）输出，可选80%。
2. 确定输入滤波电容Cin ：对于宽范围交流输入（85～265Vac ），C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量 对于100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量 对于230V ±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取1，即每输出1W 功率，对应1uF 电容量若采用100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时C1/Po 的比例系数取23. 直流输入电压最小值Vimin 的计算：in C a O i kC t F P u V ⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛−−=21222min min 其中：tc 为整流桥的响应时间，一般为3ms也可以由要求的直流输入电压最小值Vimin 来反推需要的输入滤波电容Cin 的精确值：)2(2122min 2min i C a O in V u k t F P C −⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛−= 4. 确定初级感应电压Vor ：对于宽范围交流输入（85～265Vac ），初级感应电压V or 取135V对于100V/115V 交流固定输入，初级感应电压V or 取60V对于230V ±35V 交流固定输入，初级感应电压V or 取135V5. 确定钳位二极管反向击穿电压Vb ：高温大电流下二极管钳位电压要高于标称值，所以选用TVS 钳位电压Vb=1.5V or对于宽范围交流输入（85～265Vac ），钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V对于100V/115V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取90V对于230V ±35V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V当功率开关管关断而次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上，感应电压V or 就与Vi 叠加后加到开关管漏极上，与此同时初级漏感也释放能量，并在开关管漏极上产生尖峰电压VL 。
反激开关电源肖特基吸收电路取值1. 引言嘿，大家好！今天我们来聊聊一个有趣又实用的话题——反激开关电源的肖特基吸收电路取值。
别急，这可不是一堆复杂的公式和生涩的术语，而是我们日常生活中可能碰到的小东西。
想象一下，你的手机、平板、甚至电视，这些都离不开电源的支持。
而我们今天要说的，就是让这些电源工作得更加稳定、更加高效的小秘密。
2. 反激开关电源的基础2.1 什么是反激开关电源？反激开关电源，这个名字听起来有点拗口，不过别担心，咱们来简单说一下。
它其实就是一种把电压转换成另一种电压的装置，简单来说，就是让你在不同电压的设备间游刃有余。
比如说，家里的电压是220V，而你的手机可能只需要5V，这时反激开关电源就像一位电压转换的魔法师，把高压变成了低压，让你的设备安然无恙地工作。
2.2 肖特基二极管的作用提到反激开关电源，肖特基二极管可是一位不可或缺的主角。
你可能会问，为什么是肖特基？它的速度快、损耗低，这就像是一位跑得飞快的运动员，能够及时把电流“接住”，确保电源不出现问题。
简单点说，如果没有它，电源就可能会出现噪声、干扰，甚至烧坏设备，谁能受得了呢？3. 吸收电路的设计3.1 吸收电路的必要性在我们设计吸收电路时，有几个要点得注意。
首先，吸收电路就像是电源的“保护伞”，当电流波动时，它能够有效吸收这些瞬间的冲击，避免设备受到损坏。
这就好比一场突如其来的大雨，没带伞的你可就惨了，而吸收电路就是那把能够挡风遮雨的伞，确保你的设备不被冲击“淋湿”。
3.2 取值的技巧那么，具体该如何取值呢？这里面有一些小技巧。
首先，要考虑到电源的工作频率。
一般来说，工作频率越高，所需的肖特基二极管的恢复时间就越短，这样才能保证电源的稳定。
接着，要根据负载电流的大小来选择合适的电容。
电流大的时候，电容也得跟上，不然可就容易出现不稳定的情况。
还有，记得把电阻的值设定在合理范围，这样可以避免过大的功耗。
4. 小结说到这里，我相信大家对反激开关电源的肖特基吸收电路取值已经有了一些了解。
之马矢奏春创作反激式开关电源的优点和缺点1 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差.反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出, 仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出, 但控制开关的占空比为 0.5时, 变压器次级线圈输出的电压的平均值约即是电压最年夜值的的二分之一, 而流过负载的电流正好即是变压器次级线圈最年夜电流的四分之一.即电压脉动系数即是2, 电流脉动系数即是4.反激式开关电源的电压脉动系数, 和正激式开关电源的脉动系数基秘闻同, 可是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍.由此可知, 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差.特别是,反激式开关电源使用的时候, 为了防止电源开关管过压击, 起占空比一般都小于0.5, 此时, 流过变压器次级线圈的电流会呈现断续, 电压和电流的脉动系数城市增加, 其电压和电流的输出特性将会变得更差.2 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比力差.由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出, 当负载电流呈现变动时, 开关电源不能立即对输出电压或电流发生反应, 而需要比及下一个周期事, 通过输出电压取样和调宽控制电路的作用, 开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应, 即改变占空比, 因此, 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比力差.有时, 当负载电流变动的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时特性在相位坚持一致的时候, 反激式开关电源输出电压可能会发生颤动, 这种情况在电视机的开关电源中最容易呈现.3 反激式开关电源变压器低级和次级线圈的漏感都比力年夜, 开关电源变压器的工作效率低.反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙, 一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的低级线圈的电流过年夜, 容易发生磁饱和.另一方面是因为变压器的输出功率小, 需要通过调整电压器的气隙和低级线圈的匝数, 来调整变压器低级线圈的电感量的年夜小.因此, 反激式开关电源变压器低级和次级线圈的漏感都比力年夜, 从而会降低开关电源变压器的工作效率, 而且漏感还会发生反电动势, 容易把开关管击穿.4 反激式开关电源的优点是电路比力简单, 体积比力小, 反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度, 相对正激式开关电源来要高很多.反激式开关电源的优点是电路比力简单, 比正激式开关电源少用了一个年夜的储能滤波电感, 以及一个续流二极管, 一次, 反激式开关电源的体积要比正激式开关电源的体积小, 且本钱也要低.另外, 反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度, 相对正激式开关电源来要高很多, 因此, 反激式开关电源要求调控占空比的误差信号幅度要比力低, 误差信号放年夜器的增益和静态范围也要较小.由于这些优点, 目前, 反激式开关电源在家电领域中还是被广泛的应用.5 反激式开关电源多用于功率较小的场所或是多路输出的场所.6 反激式开关电源不需要加磁复位绕组.在反激式开关电源中, 在开关管关断的时候, 反激式变换器的变压器储能向负载释放, 磁芯自然复位, 不需要加磁复位办法.7.在反激式开关电源中, 电压器既具有储能的功能, 有具有变压和隔离的功能.正激式开关电源的优点和缺点1 正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比力好.正激式变压器开关电源正好是在变压器的低级线圈被直流电压激励时, 变压器的次级线圈向负载提供功率输出, 而且输出电压的幅度是基本稳定的, 此时尽管输出功率不竭地变动, 但输出电压的幅度基本还是不变, 这说明正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比力好;只有在控制开关处于关断期间, 功率输出才全部由储能电感和储能电容两者同时提供, 此时输出电压虽然受负载电流的影响, 但如果储能电容的容量取得比力年夜, 负载电流对输出电压的影响也很小.2 正激式变压器开关电源负载能力相对来说比力强.由于正激式变压器开关电源一般都是选取变压器输出电压的一周平均值, 储能电感在控制开关接通和关断期间都向负载提供电流输出, 因此, 正激式变压器开关电源的负载能力相对来说比力强, 输出电压的纹波比力小.如果要求正激式变压器开关电源输出电压有较年夜的调整率, 在正常负载的情况下, 控制开关的占空比最好选取在0.5左右, 或稍年夜于0.5, 此时流过储能滤波电感的电流才是连续电流.当流过储能滤波电感的电流为连续电流时, 负载能力相对来说比力强.3正激式变压器开关电源的电压和电流输出特性要比反激式变压器开关电源好很多.当控制开关的占空比为0.5时, 正激式变压器开关电源输出电压uo的幅值正好即是电压平均值Ua的两倍, 流过滤波储能电感电流的最年夜值Im也正好是平均电流Io(输出电流)的两倍, 因此, 正激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S都约即是2, 而与反激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S相比, 差未几小一倍, 说明正激式变压器开关电源的电压和电流输出特性要比反激式变压器开关电源好很多.4正激式开关电源比反激式变压器开关电源多用一个年夜储能滤波电感, 以及一个续流二极管.正激式变压器开关电源的缺点也是非常明显的.其中一个是电路比反激式变压器开关电源多用一个年夜储能滤波电感, 以及一个续流二极管.另外, 正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度, 相对反激式变压器开关电源来说要低很多, 这个从(177)和(178)式的比较就很明显可以看出来.因此, 正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比力高, 误差信号放年夜器的增益和静态范围也比力年夜.5正激式开关电源的体积比力年夜.正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流, 提高工作效率, 变压器的伏秒容量一般都取得比力年夜(伏秒容量即是输入脉冲电压幅度与脉冲宽度的乘积, 这里用US来暗示), 而且为了防止变压器低级线圈发生的反电动势把开关管击穿, 正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组, 因此, 正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积年夜.6正激式开关电源的变压器低级线圈发生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源发生的反电动势电压高.正激式变压器开关电源还有一个更年夜的缺点是在控制开关关断时, 变压器低级线圈发生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源发生的反电动势电压高.因为一般正激式变压器开关电源工作时, 控制开关的占空比都取在0.5左右, 而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比力小.7双管正激式转换器可以应用于较高电压输入, 较年夜功率输出的场所.推挽式开关电源的优点和缺点1推挽式开关电源输出电流瞬态响应速度很高, 电压输出特性很好.推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源.由于推挽式开关电源中的两个控制开关轮流交替工作, 其输出电压波形非常对称, 而且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出, 因此, 其输出电流瞬态响应速度很高, 电压输出特性很好.推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源.它在输入电压很低的情况下, 仍然能维持很年夜的输出功率, 所以推挽式开关电源被广泛的应用于低输入电压的DC/AC逆变器, 活DC/DC转换器电路中.2 推挽式开关电源是一个输出电压特性很好的开关电源.推挽式开关电源经桥式整流或全波整流后, 其输出电压脉动系数和电流脉动系数都很小, 因此, 需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感就可以获得一个电压纹波和电流纹波很小的输出电压.因此, 推挽式开关电源是一个输出电压特性很好的开关电源.3推挽式开关电源变压器的漏感以及铜阻损耗都比单极性磁化极变压器小很多, 开关电源的工作效率跟高.推挽式开关电源的变压器属于双极性磁化极, 磁感应变压范围是单极性磁化极的两倍多, 而且变压器铁芯不需要气隙, 因此, 推挽式开关电源变压器铁芯的磁导率比单极性磁化极的正激或反激开关电源的变压器铁芯的磁导率高很多倍, 这样推挽式开关电源变压器的低级、次级的线圈的匝数可比单极性磁化极变压器低级、次级的线圈的匝数少一倍以上.所以, 推挽式开关电源变压器的漏感以及铜阻损耗都比单极性磁化极变压器小很多, 所以开关电源的工作效率跟高.4 推挽式开关电源的驱动电路简单.推挽式开关电源的两个开关器件有一个公共接地端, 相对半桥式或全桥式开关电源来说, 驱动电路简单的多.5 推挽式开关电源不会像半桥、全桥式开关电源那样呈现两个控制开关同时通同的可能性.6 推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压值.推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压, 其耐压必需年夜于工作电压的两倍.因此, 推挽式开关电源在220V交流供电设备中很少使用.另外, 直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多, 并需要一个储能滤波电感, 因此, 推挽式开关电源不宜用于要求负载电压变动范围太年夜的场所, 特别是负载很轻或是经常开路的场所.7推挽式开关电源的变压器有两组低级线圈, 对小功率输出的推挽式开关电源是个缺点, 对年夜功率输出的推挽式开关电源是个优点.因为年夜功率变压器的线圈一般都是多股线来绕制的, 因此, 推挽式开关电源的变压器的两组低级线圈与用多股线绕制根本没有区别, 而且两个线圈与单个线圈相比可以减低一半电流密度.8 推挽式转换器可以看作两个正激式转换器的组合, 在一个开关周期内, 这两的正激式转换器交替的工作.若两个正激式变换器不完全对称或平衡时, 就会呈现直流偏磁的现象, 经过几个周期累计的偏磁, 会使磁芯进入饱和状态, 并招致高频变压器的励磁电流过年夜, 甚至损坏开关管.9 推挽式、半桥式、全桥式转换器属于直流交流直流转换器.由于直流交流转换器提高了工作频率, 所以, 变压器和输出滤波器的体积和重量都可以减小.半桥式开关电源的优点和缺点1 半桥式变压器开关电源输出功率很年夜, 工作效率很高半桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样, 由于两个开关管轮流交替工作, 相当于两个开关电源同时输出功率, 其输出功率约即是单一开关电源输出功率的两倍.因此, 半桥式变压器开关电源输出功率很年夜, 工作效率很高, 经桥式整流或全波整流后, 输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小, 仅需要很小的滤波电感和电容, 其输出电压纹波和电流纹波就可以到达非常小.2 半桥式开关电源的开关管的耐压值比力低.半桥式变压器开关电源最年夜的优点是, 对两个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半.因为, 半桥式变压器开关电源两个开关器件的工作电压只有输入电源Ui的一半, 其最高耐压即是工作电压与反电动势之和, 年夜约是电源电压的两倍, 这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半.因此, 半桥式变压器开关电源主要用于输入电压比力高的场所, 一般电网电压为交流220伏供电的年夜功率开关电源年夜部份都是用半桥式变压器开关电源.3半桥式开关电源的变压器低级线圈只需要一个绕组, 这也是它的优点, 这对小功率开关电源变压器的线圈绕制几多带来一些方便.但对年夜功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势, 因为, 年夜功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕制.4 半桥式变压器开关电源的缺点主要是电源利用率比力低, 因此, 半桥式变压器开关电源不适宜用于工作电压较低的场所.另外, 半桥式变压器开关电源中的两个开关器件连接没有公共地, 与驱动信号连接比力麻烦.4 半桥式开关电源的缺点是会呈现半导通区, 损耗年夜.半桥式开关电源最年夜的缺点是, 当两个控制开关K1和K2处于交替转换工作状态的时候, 两个开关器件会同时呈现一个很短时间的半导通区域, 即两个控制开关同时处于接通状态.这是因为开关器件在开始导通的时候, 相当于对电容充电, 它从截止状态到完全导通状态需要一个过度过程;而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候, 相当于对电容放电, 它从导通状态到完全截止状态也需要一个过度过程.当两个开关器件分别处于导通和截止过度过程时, 即两个开关器件都处于半导通状态时半导通状态时, 相当于两个控制开关同时接通, 它们会造成对电源电压产生短路;此时, 在两个控制开关的串连回路中将呈现很年夜的电流, 而这个电流并没有通过变压器负载.因此, 在两个控制开关K1和K2同时处于过度过程期间, 两个开关器件将会发生很年夜的功率损耗.为了降低控制开关过度过程发生的损耗, 一般在半桥式开关电源电路中, 都有意让两个控制开关的接通和截止时间错开一小段时间.5 单电容半桥式变压器开关电源比双电容半桥式变压器开关电源节省一个电容器, 这是它的优点.另外, 单电容半桥式变压器开关电源刚开始工作的时候, 输出电压差未几比双电容半桥式变压器开关电源是输出电压高一倍, 这种特点最适用于作为荧光灯电源, 例如, 节能灯或日光灯以及LCD显示屏的背光灯等.荧光灯一般开始点亮的时候需要很高的电压, 年夜约几百伏到几千伏, 而点亮以后工作电压才需要几十伏到1百多伏, 因此, 几乎所有的节能灯无一不是使用单电容半桥式变压器开关电源.6单电容半桥式变压器开关电源也有缺点, 就是开关器件的耐压要求比双电容半桥式变压器开关电源的耐压高.全桥式开关电源的优点和缺点1 全桥式变压器开关电源输出功率很年夜, 工作效率很高.全桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样, 由于两组开关器件轮流交替工作, 相当于两个开关电源同时输出功率, 其输出功率约即是单一开关电源输出功率的两倍.因此, 全桥式变压器开关电源输出功率很年夜, 工作效率很高, 经桥式整流或全波整流后, 其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si 都很小, 仅需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感, 就可以获得一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压.2 全桥式开关电源的优点是开关管的耐压值特另外低.全桥式变压器开关电源最年夜的优点是, 对4个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半.因为, 全桥式变压器开关电源4个开关器件分成两组, 工作时2个开关器件互相串连, 关断时, 每个开关器件所接受的电压, 只有单个开关器件所接受电压的一半.其最高耐压即是工作电压与反电动势之和的一半, 这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半.3 全桥式变压器开关电源主要用于输入电压比力高的场所, 在输入电压很高的情况下, 采纳全桥式变压器开关电源, 其输出功率要比推挽式变压器开关电源的输出功率年夜很多.因此, 一般电网电压为交流220伏供电的年夜功率开关电源年夜部份都是使用全桥式变压器开关电源.而在输入电压较低的情况下, 推挽式变压器开关电源的输出功率又要比全桥式变压器开关电源的输出功率年夜很多.4 全桥式变压器开关电源的电源利用率比推挽式变压器开关电源的电源利用率低一些, 因为2组开关器件互相串连, 两个开关器件接通时总的电压降要比单个开关器件接通时的电压降年夜一倍;但比半桥式变压器开关电源的电源利用率高很多.因此, 全桥式变压器开关电源也可以用于工作电源电压比力低的场所.5与半桥式开关电源一样, 全桥式变压器开关电源的变压器低级线圈只需要一个绕组, 这也是它的优点, 这对小功率开关电源变压器的线圈绕制几多带来一些方便.但对年夜功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势, 因为, 年夜功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕.6 全桥式变压器开关电源的缺点主要是功率损耗比力较年夜, 因此, 全桥式变压器开关电源不适宜用于工作电压较低的场所, 否则工作效率会很低.另外, 全桥式变压器开关电源中的4个开关器件连接没有公共地, 与驱动信号连接比力麻烦.7 全桥式开关电源的缺点是会呈现半导通区, 损耗年夜.全桥式开关电源最年夜的缺点是, 当两组控制开关K1、K4和K2、K3处于交替转换工作状态的时候, 4个开关器件会同时呈现一个很短时间的半导通区域, 即两组控制开关同时处于接通状态.这是因为开关器件在开始导通的时候, 相当于对电容充电, 它从截止状态到完全导通状态需要一个过度过程;而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候, 相当于对电容放电, 它从导通状态到完全截止状态也需要一个过度过程.当两组开关器件分别处于导通和截止过度过程时, 即两组开关器件都处于半导通状态时, 相当于两组控制开关同时接通, 它们会造成对电源电压发生短路;此时, 在4个控制开关的串连回路中将呈现很年夜的电流, 而这个电流并没有通过变压器负载.因此, 在4个控制开关K1、K4和K2、K3同时处于过度过程期间, 4个开关器件将会发生很年夜的功率损耗.为了降低控制开关过度过程发生的损耗, 一般在全桥式开关电源电路中, 都有意让两组控制开关的接通和截止时间错开一小段时间.双端隔离式PWM DC/DC转换器, 在一个开关周期内, 功率从隔离变压器的低级绕组的一端和另一端交替的输入, 故称双端.双端隔离式PWM DC/DC转换器的磁芯在BH平面坐标系的第一和第三象限运。
反激开关电源参数计算反激开关电源是一种常用的电源设计方案，具有高效率、小体积和低成本的优点。
EI28反激开关电源是指使用EI28型号的变压器，下面将从输入电压、输出电压、输出电流和开关频率四个方面对EI28反激开关电源的参数进行计算。
1.输入电压计算：输入电压一般分为直流输入和交流输入两种情况。
如果是直流输入，通常输入电压范围为12V-36V。
如果是交流输入，通常输入电压范围为85V-265V。
根据具体的应用需求和电源设计要求，选择合适的输入电压范围。
2.输出电压计算：输出电压取决于所需的电源输出电压，一般来说，常见的输出电压有5V、12V、24V等。
根据应用需求和所连接设备的要求，选择合适的输出电压。
3.输出电流计算：输出电流是电源供应给负载的电流，根据所连接设备的最大功率需求来计算。
例如，如果所需输出电流是1A，输出电压是12V，那么电源所需的最小输出功率为12V*1A=12W。
4.开关频率计算：开关频率是指开关管每秒开关的次数，也是电源设计中的重要参数之一、常见的开关频率为50Hz或60Hz，但在反激开关电源中，开关频率通常要高于50kHz，以避免听到嗡嗡声和提高电源的稳定性。
需要注意的是，在进行参数计算时，还需要考虑到转换效率、稳定性和过载保护等因素。
转换效率是指电源输出功率与输入功率之比，一般应尽量提高转换效率以提高电源的能效。
稳定性是指电源输出电压的稳定性，应尽量减小输出电压的波动。
过载保护是指电源在负载超过额定功率时能够自动断开，以保护电源和负载。
综上所述，EI28反激开关电源的参数计算涉及到输入电压、输出电压、输出电流和开关频率等方面，根据具体的应用需求和电源设计要求进行计算。
同时，还需要考虑转换效率、稳定性和过载保护等因素，以确保电源的可靠性和稳定性。
