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二自由度机器人的结构设计与仿真学院：专业：姓名：指导老师：机械与车辆学院机械电子工程学号：职称：教授中国·XX二○一二年五月毕业设计诚信承诺书本人郑重承诺：本人承诺呈交的毕业设计《二自由度机器人的结构设计与仿真》是在指导教师的指导下，独立开展研究取得的成果，文中引用他人的观点和材料，均在文后按顺序列出其参考文献，设计使用的数据真实可靠。
本人签名：日期：年月日二自由度机器人的结构设计与仿真摘要并联机器人有着串联机器人所不具有的优点，在应用上与串联机器人形成互补关系。
二自由度并联机器人是并联机器人家族中的重要组成部分，由于结构简单、控制方便和造价低等特点，有着重要的应用前景和开发价值。
本论文研究了一种新型二自由度平移运动并联机构，该并联机构采用类五杆机构，平行四边形刚架结构来实现，可有效地消除铰链间隙，提高动平台的工作性能，同时有抵抗切削颠覆力矩的能力。
根据该二自由度平面机构的工作空间，利用平面几何的方法求得连杆的长度，并通过Pro/E软件进行仿真检验，并通过软件仿真的方式，优化连杆长度，排除奇异点，同时合理设计机械结构的尺寸，完成结构设计。
对该二自由度并联机器人，以Pro/E为平台，建立两自由度平移运动并联机器人运动仿真模型，验证了机构的实际工作空间和运动情况。
最后指出了本机构的在实际中的应用。
并使用AutoCAD软件进行了重要装置和关键零件的工程图绘制工作，利用ANSYS 软件分析了核心零件的力学性能。
研究结果表明，本文所设计的二自由度机器人性能良好、工作灵活，很好地满足了设计指标要求，并已具备了一定的实用性。
关键词：二自由度；并联机器人；仿真；结构设计；Pro/E2-DOF robot structure design and simulationAbstractParallel robot has a series of advantages of the robot does not have to form a complementary relationship between the application and the series robot. The 2-DOF parallel robot is an important part of the family of parallel robots. The structure is simple, convenient and cost control and low, with significant potential applications and the development value. In this thesis, a new 2- DOF translational motion parallel mechanism, the analogous mechanism for class five institutions, parallelogram frame structure, which can effectively eliminate the hinge gap and improve the performance of the moving platform, while resistance to cutting subvert the torque capacity.The working space of the 2-DOF planar mechanism, the use of plane geometry to obtain the length of the connecting rod, and the Pro/E software simulation test, and software simulation to optimize the connecting rod length, excluding the singular point, while the size of the rational design of mechanical structure, complete the structural design. And important equipment and key parts of the engineering drawings using AutoCAD software, using ANSYS software to analyze the mechanical properties of the core parts.The 2-DOF parallel robot to the Pro/E platform, the establishment of the 2-DOF of translational motion parallel robot simulation model to verify the organization's actual work space and movement. Finally, this institution in the practical application. The results show that the combination of good motor performance of the 2-DOF parallel robot，good to meet the index requirements, and already have a certain amount of practicality.Keywords: 2-DOF; parallel robot; simulation; structural design; Pro/E目录1前言 (1)1.1本课题的研究背景及意义 (1)1.1.1什么是机器人 (1)1.1.2机器人技术的研究意义 (1)1.2机器人的历史与发展现状 (2)1.2.1机器人的发展历程 (2)1.2.2机器人的主要研究工作 (3)1.2.3少自由度机器人的发展历程 (4)1.3本课题的研究内容 (5)2二自由度机器人系统方案设计 (7)2.1二自由度并联机器人机构简介 (7)2.2执行机构方案设计及分析 (7)3二自由度机器人的结构设计与运动分析 (8)3.1已知设计条件及参数 (8)3.1.1连杆机构自由度计算 (8)3.1.2五杆所能达到的位置计算 (8)3.2对机构主体部分的运动学逆解分析 (10)3.2.1位置分析 (10)3.2.2速度与加速的分析 (11)3.3受力分析 (12)4基于Pro/E软件环境下二自由度机器人的结构设计 (16)4.1 Pro/E软件简介 (16)4.2驱动元器件的选择 (17)4.2.1步进电机的选择 (17)4.2.2联轴器选择 (18)4.3平面连杆机构的结构参数确定 (19)4.4输入轴的设计 (20)4.5安装支架的参数确定 (21)5基于Pro/E软件环境下的机器人装配及动态仿真 (23)5.1虚拟装配过程 (23)5.1.1连杆机构的装配 (23)5.1.2安装支架的装配 (24)5.1.3完成二自由度机器人的最终装配 (24)5.2基于Pro/E软件环境下的动态仿真 (25)6基于AutoCAD软件环境下的机械结构设计 (31)6.1AutoCAD软件简介 (31)6.2平面连杆机构的结构设计 (32)6.3机架的结构部件图绘制 (33)6.4二自由度机器人工程图绘制 (34)7基于Ansys软件环境下的有限元分析 (36)7.1Ansys软件简介 (36)7.2对输入轴的有限元分析 (37)7.3对输入连杆的有限元分析 (37)8 总结与展望 (40)8.1课题研究工作总结 (40)8.2研究展望 (41)参考文献 (42)致谢 (44)附录（一） (45)附录（二） (52)1前言机器人技术是一门光机电高度综合、交叉的学科，它涉及机械、电气、力学、控制、通信等诸多方面。
Winson Wei 中文技术支持电话：400-0755-669 2017.02技术支持邮件：IGBT-driver.support@目录理想的门极回路模型现实的门极回路模型，有3个非理想因素门极寄生电感二阶LCR 回路的理论分析提出临界阻值和折算系数的概念门极电阻与折算系数的关系推动级内阻推动级阶跃不够陡峭SCALE-iDriver采用的推动级电路及实现方法如果纯粹的理论模型如右上图所示门极回路中只有门极电阻，而没有电感推动级是理想的阶跃信号，不需要时间就能从低电平跳到高电平门极电流的形态门极电流不需要时间就能从0跳到峰值电流处在这样的纯理论的无感回路中，门极电流的峰值是：I peak =△U R g −all理想的门极驱动回路理想门极电流理想推动级电压阶跃理想门极回路模型实际中的理论模型如右上图所示门极回路中除了有门极电阻，还有门极回路杂散电感推动级是不是理想的阶跃信号，需要一定时间能从低电平跳到高电平门极电流的形态门极电流需要时间才能从0跳到峰值电流处，因为电感量的作用，电流是不能突然变化的；在这样的实际的有杂散电感回路中，真实的门极电流的峰值是：I peak =△UR×g −allד折算系数”实际中的门极驱动回路是这样的实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型0<折算系数<1实际的门极回路中一定会有电感量理想数学模型中的电压源是没有内阻的，而实际的推动级的半导体器件含有内阻实际的推动级的电压信号不会是理想的阶跃信号，需要时间才能从低位跃迁至高位实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型实际的门极回路中一定会有电感量理想数学模型中的电压源是没有内阻的，而实际的推动级的半导体器件含有内阻实际的推动级的电压信号不是理想的阶跃信号，需要时间才能从低位跃迁至高位实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型门极回路中有杂散电感产生的影响没有电感量的模型是一个一阶RC回路实际的门极回路的模型是一个二阶LCR回路，是有电感量的根据常识，我们知道，如果回路中有电感量，那么电流就不能实现突变门极回路的模型是一个典型的二阶LCR 模型，根据R 、L 、C 上的电压之和等于电压源，列出以下方程，以回路电流i(t)为未知数：将此方程全部项取一次微分算子，得到下面这个方程：解出这个方程就得到了二阶电路的规律如何用数学方法计算出门极回路的峰值电流L ∙di t dt +R ∙i t +1C∙ i t ∙d t =UL ∙d 2i t 2+R ∙di t +1C∙i(t)=0在二阶RLC电路的阶跃响应中，存在“阻尼比”的概念阻尼比定义为：ζ=R2C L当ζ=0ζ由0越接近1时，收敛越快当ζ<1时，称为欠阻尼，意味着系统存在超调，且有震荡当ζ>1时，称为过阻尼，意味着系统不超调当ζ=1时，称为临界阻尼，意味着系统不超调，且以最短的时间恢复到平衡状态，或说稳定状态根据上页的介绍，我们在二阶阶跃响应中主要介绍的是电压波形，但是在IGBT驱动电路中，我们还需要讨论电流波形欠阻尼过阻尼电流零点电流仿真波形如何用数学方法计算出门极回路的峰值电流理论显示，门极电流可以有4种形态无阻尼欠阻尼临界阻尼过阻尼实际中我们能使用的极限其实是临界阻尼在欠阻尼时，门极电流会出现震荡，这不是我们想要的过阻尼时门极电流不够大，所以门极电流的极大值出现在临界阻尼的情形下临界阻尼下，ζ=R2CL=1，这个边界条件下，电阻为：R=2LC在临界阻尼的边界条件下，i(t)的极大值的表达式为：I max(non−osc)=2e ∙∆U gateR g,min non−osc≈0.74∙∆U gateR g,min non−osc =0.74∙∆UR g_all0.74（=2e ）是在这个情形下的折算系数门极回路的峰值电流极大值（@临界阻尼）临界阻值将峰值电流出现极大值(临界阻尼)的情况下的电阻表达如下：可以看出，临界阻尼下电阻的数值是与门极回路中的电感量和门极的电容值有关系的；这个阻值叫“临界阻值”；每一个门极回路都有其临界阻值，这是一个特征值，例如一个门极回路的寄生电感量为25nH，门极等效容量为100nF，则临界电阻的数值=2L gCgg =1欧姆；门极回路的临界阻值R g,min(non−osc)=2L gC ggLg是回路中全部电感量Cgg是全部电容以门极电阻为变量通常在现实中，门极回路中电阻的改变是最容易的，而门极电感量和门极等效电容量是比较固定的，因此我们研究这个理论问题主要是以门极电阻为变量在这样的实际的有杂散电感回路中，真实的门极电流的峰值是：I peak =△U R×g−allד折算系数”定义：将I peak =△U R g −all这个计算值称作：“峰值电流极限值”实际峰值电流=“折算系数”ד峰值电流极限值”讨论门极回路电阻0<折算系数<1电阻值与折算系数的关系电阻值与门极电流峰值根据常识，如果把门极电阻在临界值的基础上继续加大，门极电流的峰值会减小根据常识，如果把门极电阻在临界值的基础上继续加大，门极电流的峰值的极限值会减小根据如下公式：实际峰值电流=折算系数×峰值电流极限值如果把门极电阻在临界值的基础上继续加大，折算系数会继续增大(大于0.74)，当门极电阻趋于无穷大时，该系数趋于1从数学上看，实际测试的峰值电流在极限情况下可以无穷接近“峰值电流极限值”，但总是达不到这个值实际的门极回路中一定会有电感量理想数学模型中的电压源是没有内阻的，而实际的推动级的半导体器件含有内阻实际的推动级的电压信号不是理想的阶跃信号，需要时间才能从低位跃迁至高位现实中有3个因素无法达到理想实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型内阻产生的影响：实际中推动级是有内阻的，而内阻的存在也会产生影响假设模型中只有一个因素是非理想的右图是一个阶跃理想、回路理想（无感）的模型，只是推动级不理想（R3为推动级内阻）U3是理想的阶跃，U2是实际有内阻的推动级的阶跃，可见，U2的形状在最前端是阶跃的，然后再缓慢上升；U2阶跃的幅值只有满幅值的一部分，而这个高度由R2和R3的阻值比例决定理想门极电流理想推动级电压阶跃推动级有内阻的模型推动级内阻门极驱动电阻=U3×R2R2+R3U2=U3×R2如果推动级的内阻R3=0，则门极驱动电阻前面能看见理想的阶跃信号现实中如果外部电阻比推动级内阻大很多，则推动级的内阻的影响就会显著减小内阻产生的影响最终都会从门极峰值电流的数值上体现出来，内阻大到一定程度则门极电流的峰值水平就会受到约束理想门极电流理想推动级电压阶跃推动级有内阻的模型推动级内阻门极驱动电阻=U3×R2R2+R3U2=U3×R2R2+R3以SID1182为例，下面波形中黄色波形为门极电阻前面的波形（U2），与理论是一致的实测内阻产生的影响=U3×R2R2+R3内阻分压R2=2.4 欧R3=SID1182内阻，R2为外部配置的门极驱动电阻，负载=47 nF ，下图黄色波形为U2处（驱动电阻前端）的波形不同外阻时输出端的波形变化=U3×R2R2+R3R2=20 欧R2=2.4 欧R2=1.5 欧SCALE-iDriver的推动级的MOSFET沟道电阻SCALE-iDriver的SID1182K的开通MOSFET的沟道电阻的典型值为0.76 欧姆，为业界最低所以SCALE-iDriver在工作的时候自身发热明显比其他竞品要小，主要是得益于其内阻较低；实际的门极回路中一定会有电感量理想数学模型中的电压源是没有内阻的，而实际的推动级的半导体器件含有内阻实际的推动级的电压信号不是理想的阶跃信号，需要时间才能从低位跃迁至高位现实中有3个因素无法达到理想实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型电压从低位跳到高位需要花时间理想中，激励源是阶跃信号，意味着电压从低位跳到高位不需要花时间，而现实中，这是不可能的起跳速度=开关管的开通速度实际中，推动级的MOSFET 或者三极管在打开的瞬间，都是需要一定时间才能完成开通的行为，这就意味着推动级的起跳速度实际上就是开关管的开通速度门极峰值电流的高度受推动级的陡峭度影响推动级输出越陡峭，门极电流峰值越高实际中推动级不是理想阶跃而产生的影响理想门极电流理想推动级电压阶跃实际推动级电压阶跃三极管的开通速度是关键参数，三极管的Vce 的下降的dv/dt 可以用来描述阶跃信号的陡峭度在阶跃信号中，输出点的电位迅速往上跳，其上跳的原因是推动级用的开关管(此处以三极管为例)迅速打开了，Vce 迅速往下降这个过程是上管三极管开通的过程，Vce 能以多快的速度往下降决定了阶跃信号的陡峭度阶跃信号的陡峭度由推动级的开通速度决定实际阶跃三极管开通时Vce 的下降过程Uce三极管在开通过程中Vce 的下降速度（也就是开通速度）相关因素I c 的数值I b 的数值三极管放大倍数β如果I c 要求出力很多，而I b 无法提供足够的电流β在三极管开关态时大约只有个位数那么小三极管容易进入线性区，就像IGBT 进入退饱和是一样的，Vce 的电压处在高位，下不来；三极管开通速度实际阶跃三极管开通时Vce 的下降过程UceMOSFET的开通速度MOSFET的开关速度非常快，以SID1182为例，其起跳时的dv/dt4.5 kV/us@空载3.0 kV/us@Rg=2.4 欧，C ge =47 nF用MOSFET做IGBT推动级性能更好开关速度要比三极管更快开关损耗更低业界并没有对阶跃信号的陡峭程度进行定义，我们在此可以大胆地定义为：阶跃信号的幅值从10%跳跃至90%所跨越的电压值，比上这两个点的时间间隔将这个比值定义为阶跃信号的陡峭度这个比值的单位定义为V/us量化阶跃信号的陡峭度实际阶跃门极回路中的寄生电感量和门极等效电容这决定了回路的临界电阻的数值；而临界电阻值决定了门极回路的峰值电流理论上的上限驱动器推动级的内阻大小内阻越低，驱动级越“有力”，能推出更高的峰值电流驱动器推动级的输出阶跃信号的陡峭度推动级输出越陡峭，门极电流峰值越高决定门极峰值电流的因素实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型3个不理想的因素是门极回路有寄生电感推动级有内阻推动级阶跃信号不够陡峭折算系数如何被3个不理想的因素影响实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型在前面的理论铺垫中，介绍了，在门极寄生电感给定，门极等效电容给定的回路中，如果让门极电阻作为变量，则最高的峰值电流出现在临界阻尼的情况下在这种情况下，该电路峰值电流=∆U临界阻值×0.74，这里0.74是这种情况所对应的折算系数实际上这个计算式仍然是理论计算，还有2个非理想的参数并没有考虑进来门极寄生电感—导出折算系数的概念实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型推动级内阻的存在使得门极电阻上见到的电压摆幅要比阶跃信号小一些在这种情况下，驱动电压的摆幅∆U 需要乘以一个系数，门极电阻上见到电压摆幅=外阻外阻+内阻×∆U 考虑推动级内阻后，该电路峰值电流=∆U 临界阻值×0.74×R2R2+R3，这里0.74×R2R2+R3是这种情况所对应的折算系数；推动级内阻—使折算系数进一步减小理想门极电流理想推动级电压阶跃推动级有内阻的模型推动级内阻门极驱动电阻=U3×R2R2+R3U2=U3×R2R2+R3如果推动级不是理想阶跃，可以想像，上页中的折算系数肯定还要变小问题是，这个不理想因素所导致的影响很难量化在这种情况下，峰值电流=∆U 临界阻值×0.74×R2R2+R3×(推动级不陡峭带来的折扣)蓝色是因为门极回路的电感产生的影响红色是因为推动级的内阻产生的影响绿色是因为推动级不陡峭产生的影响推动级不陡峭—使折算系数进一步减小实际门极电流实际推动级电压阶跃实际门极回路模型0.74这个系数是二阶LCR电路的一个特征值当一个LCR电路的L和C都确定了之后，那这个电流的临界阻尼时刻的特征就被确定了，在这个状态下，LCR电路可以获得数值最大且不震荡的峰值电流，其数值=0.74×∆UR g_all 如果R值增大，电路就会进入过阻尼状态，折算系数会也会增大，但是很难量化。
PI 子公司成立设计中心将提供定制IGBT 驱动器解
决方案
Power IntegraTIons 旗下子公司IGBT 驱动器制造商CT-Concept Technologie AG 已在德国Ense 开设一家新的设计中心。
该设计中心将基于其驱动核开发半定制门极驱动设计，并利用CONCEPT 的SCALE-2 平台为大型项目研发和量身定制驱动器。
SCALE-2 芯片组具有极高的集成度，可减少元件数，从而实现高可
靠性。
其包括直接并联和动态高级有源箝位（DA2C）在内的诸多先进特
性，可通过在IGBT 模块并联使用时要求更小的降额来降低系统成本。
新设计中心已配备专业设计师团队，可满足高功率系统开发商对创新
技术的需求或开发时间有限时的需求。
CONCEPT 总裁Wolfgang Ademmer 表示：包括开关频率提高和多级拓扑结构在内的诸多新设计的挑战，加上新材
料的使用，让我们的客户在短时间内开发出先进的解决方案时面临着越来越
大的竞争压力。
我们可以提供适当的技术与定制化的支持服务，帮助您完成
难度最高的设计任务。
当然，新的设计中心将使我们能够与客户建立更为密
切的合作关系，以便我们为他们未来产品的各项需求提供更好的支持。
关于CT-Concept Technologie AG。
学院专业姓名学号任课教师机器人与计算机集成制造一个六自由度可重构的混合并联机器臂摘要本文提出了一种被称为ReSI-BOT的可重构的混合并联机器人的案例研究。
为了可持续制造，它解决了可重构6自由度并行机制的领域。
它还具有一个自重构的架构。
一个系统分析包括运动学、常数取向工作区,奇点和刚度，详细开发此系统分析。
为了揭示了所研究架构的一些独特的特点，讨论了有趣的功能。
加权刚度、灵活性和工作空间体积是衡量多目标优化过程的性能指标。
关键词：可重构的并联机器臂；混合机器人；并联运动；设计优化；六自由度1.简介在过去六十多年，机器人已经吸引了许多研究者。
针对不同的应用程序的串行机器人，做出了许多努力。
最近，并联机器人的领域开始显现出它的优势。
并联机构(PMs)优于串行机构许多，有些典型的特点高载荷/重量比、速度、精度、刚度、低惯性。
在研究文献中，有人提出很多参数[1,2]。
在大的平行配置目录中，这些参数可以找到[3,4]。
抛开这一事实，并联机器人的发展一般比一个串联机器人更复杂[3,5]，普遍接受的缺点，并联机器人具有较小工作空间和较复杂的运动奇异点 [6]。
为了解决制造业的灵活性的需要,研究了可重构并联机器人系统。
绝大多数的这些提议系统具有较低的流动机制。
这里有几个例外[7,8]，没有一个是混合设计。
因此，具有柔性和可重构制造机器人相关的艺术研究状况主要限于三至五自由度的并联机器人。
尽管这是事实，发展到目前为止最成功的、成熟的、通用的并联机器人是斯图尔特平台（SP），此平台本身具有的六自由度[ 9 ]。
我们相信，研究的可重构机器人系统有超过五自由度,混合动力的优势。
本文提出了一种被称为ReSI-BOT的混合并联机器人，它有6个自由度的可重构的机械臂。
在文献[10,11]中，提出了相关的先进机械臂的设计。
一个主要差异是设计的机械臂具有固有的重构性质，过去的研究设计不具有可重构性。
重构的机械臂设计的优点是大的，它允许在混合链的第一个关节是半活动重构。
SCALE-2 门极驱动核的直接并联介绍传统的IGBT并联方法是由单个驱动器驱动多个IGBT，每个IGBT都有独立的门极和发射极电阻。
另一种并联IGBT模块的驱动方法是，每个模块都使用独立的驱动器。
图1显示传统的、使用单个驱动核的并联方式与SCALE-2驱动核直接并联方式之间的差异。
图1：传统并联（左）与使用变压器接口的独立SCALE-2门极驱动核直接并联三个IGBT模块（右）利用CONCEPT的SCALE-2技术能够直接并联门极驱动器，因为带有变压器接口的SCALE-2驱动器，其信号传输延迟（通常为80ns ±4ns）和延迟抖动（通常<±1-3ns）小且公差范围很窄。
因此，以下带有变压器接口的SCALE-2驱动核可以直接并联，而不会在并联的IGBT模块之间产生过大的电流不平衡：∙2SC0108T∙2SC0435T∙2SC0650P∙1SC2060P2SD300C17不适合直接并联。
本应用指南将简要描述直接并联的优势，并解释在直接并联应用中如何使用SCALE-2驱动核。
直接并联的优势与传统并联方式相比，直接并联IGBT驱动器可获得以下优势：∙优化的开关行为，开关损耗最低∙用户友好、安全而可靠的理念∙可用开关频率不会随着并联IGBT模块数量的增加而降低。
∙不存在门极间耦合，因此不同IGBT门极之间不会发生相互振荡∙流过模块基板的容性等效电流不产生影响∙门极电缆上的电感耦合不产生影响∙利于设备直接并联及后续扩容∙IGBT模块的利用率高，降额幅度小∙设置简单，无混乱的布线在直接并联中如何使用SCALE-2驱动核CONCEPT建议在并联应用中使用SCALE-2驱动核时遵循下面的程序：∙所有驱动器都必须采用相同的硬件配置（门极电阻、退饱和保护、有源箝位、支撑电容…）∙所有并联驱动器的电源电压VCC和VDC（如果可用）必须来自同一电压源，以确保驱动器对称地运行（请参考图2）。
∙所有并联驱动器的输入信号INA和INB必须来自同一逻辑缓冲器（驱动器），以确保延迟差异极小（请参考图2）。
毕业设计(论文)题目用于电动汽车的双向DC-D C交换器研究与仿真专业学生姓名班级学号指导教师指导单位日期: 年月日至年月日毕业设计(论文)原创性声明本人郑重声明:所提交的毕业设计(论文)，是本人在导师指导下，独立进行研究工作所取得的成果。
除文中己注明引用的内容外，本毕业设计(论文)不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。
对本研究做出过重要贡献的个人和集体，均己在文中以明确方式标明并表示了谢意。
论文作者签名:日期:年月日摘要随着能源、环保等问题的日益突出，电动汽车成为近年来发展迅速的一种新型汽车，是21 世纪最具有发展前途的绿色清洁汽车。
电动汽车是用电池替代传统的汽油作为车载能源的，然而在现有的技术条件下，动力电池的性能是电动汽车发展的主要瓶颈。
双向DC-DC 变换器可以优化电动机控制、提高电动汽车整体的效率和性能。
针对双向DC-DC 变换器存在的开关损耗高等问题，本文研究了一种隔离型双向软开关DC-DC 变换器。
在介绍变换器工作原理的基础上，本文着重分析了电压、电流的变化规律，特别是推导出各开关元件实现软开关的条件及其数学表达式，并得到了实现软开关的通用条件。
最后通过Sab e r 软件对电路在两种模式下的稳态工况和软开关特性进行仿真研究，仿真结果证明根据该通用条件设计的变换器能够在大负载范围内实现软开关。
关键词: 双向DC-DC 变换器;PWM 控制:移相控制:软开关ABSTRACTEl ec tric Vehicl e(E V) b ec ome s a kind of n ew，fast-developing vehicle in th e last years，which ha s th e b est futureωa green vehicle，as 由e problems of energy and environment are b ecoming more and mor e se riou s in th e 21st centur予The energy in EV i s provid e d by storage batt eries instead of traditional gasoline and the d eve lopm en t of EV 町e limit e d by th e capacity of it s s tora ge batt eries with current t ec hnologi es. It can improv e 由e p er formance of th e s torage batteri es and th e working effi ci e ncy of driving sys t e m s by u s in g bidir ec tional DCIDC converter in El ec tric Vehicl e a t pr ese nt.A s oft sw itchin g bi-dir ec tional DCIDC converter was dev e loped to reduc esw itching lo sses. Op e ration principl e of the proposed converter i s introduced. Th e s oft sw itching principle i s also introduced briefly. On th e ba s i s of the operational analy s i s，th e characteristic of the voltage and current i s illu s trat e d and the ZVS conditions of th e diff e r e nt s witch es ar e al so given in d e tail. Wh at i s more，th e formula of th e univer s al ZVS condition for all th e sw itch es i s speci ally d e duced to s扫nplify th e four ZVS conditions into one formula for the convenience of th e de s ign. An d the s t ea dy s tate conditions and s oft sw itchin g characteristic of the circuit in tho se two op e rating mode，are d em on s trated by the Sab e r，expe rimental results obtain e d from th e converter ares hown to veri句r the validity of th e univ e r s al ZVS condition.Key words: Bi-Dir ec tional DCIDC converter; PWM control; Pha se-s hlft control;Soft sw itching目录第一章绪论...................................................."11.1课题背景和意义.................................................11.2双向DC-DC变换器概述..........................................21.2.1双向DC-DC变换器的原理 (2)1.2.2双向DC-DC变换器的拓扑结构 (3)1.2.3双向DC-DC变换器的控制方式 (5)1.3双向DC-DC变换器在电动汽车上的应用 (6)1.4 论文的主要研究内容和结构.......................................9第二章双半桥双向DC-DC 变换器工作原理与结构分析 (11)2.1电动汽车双向DC-DC变换器.....................................112.1.1燃料电池电动汽车能量管理系统..............................112.1.2蓄电池燃料电池电动汽车动力系统工作模式分析 (12)2.2双半桥双向DC-DC拓扑结构的选择与分析 (12)主功率拓扑的选择 (12)2.2.2控制方案选择 (13)2.2.3拓扑电路的分析 (13)2.3变换器等效电路 (14)2.4变换器换流分析 (16)正向工作模式 (16)2.4.2反向工作模式 (18)正向/反向模式下的软开关条件 (19)2.6本章小结 (19)第三章双半桥双向DC-DC 变换器稳态特性分析与设计 (20)3.1双向变换器输出特性分析 (20)3.2变换器设计....................................................22变压器漏感选择 (22)3.2.2开关管应力分析 (23)3.2.3输入电感设计 (24)3.3本章小结 (24)第四章仿真验证 (25)结束语 (28)致谢 (29)参考文献 (30)第一章绪论1.1课题背景和意义当今世界，环境和能源问题成为世界各国关心的热点问题。
0096编号：毕业设计论文课题：中频感应加热电源的设计院（系）：机电与交通工程系专业：电气工程及其自动化学生姓名：吴科虎学号：020120221指导教师单位：电气工程教研室姓名：何少佳职称：高级实验师题目类型：工程设计√工程技术研究软件开发2006年06月03 日桂林电子工业学院毕业设计说明书摘要中频感应加热以其加热效率高、速度快，可控性好及易于实现机械化、自动化等优点，已在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到广泛的应用。
本设计根据设计任务进行了方案设计，设计了相应的硬件电路，研制了20KW中频感应加热电源。
本设计中感应加热电源采用IGBT作为开关器件，可工作在10 Hz～10 kHz频段。
它由整流器、滤波器、和逆变器组成。
整流器采用不可控三相全桥式整流电路。
滤波器采用两个电解电容和一个电感组成Ⅱ型滤波器滤波和无源功率因数校正。
逆变器主要由PWM控制器SG3525A控制四个IGBT的开通和关断，实现DC-AC的转换。
设计中采用的芯片主要是PWM控制器SG3525A和光耦合驱动电路HCPL-316J。
设计过程中程充分利用了SG3525A的控制性能，具有宽的可调工作频率，死区时间可调，具有输入欠电压锁定功能和双路输出电流。
由于HCPL-316J具有快的开关速度（500ns），光隔离，故障状态反馈，可配置自动复位、自动关闭等功能，所以选择其作为IGBT的驱动。
对原理样机的调试结果表明，所完成的设计实现了设计任务规定的基本功能。
此外，为了满足不同器件对功率需要的要求，设计了功率可调。
这部分超出了设计任务书规定的任务。
关键词：感应加热电源；串联谐振；逆变电路；IGBT桂林电子工业学院毕业设计说明书AbstractThe Intermediate Frequency Induction Heating has been widely applied in melting, casting, bend, hot forging, welding, Surface Heat Treatment due to its advantages of high heating efficiency、high speed、easily controlled、easily being mechanized and automated.The scheme has made a plan of designs based on the task of design, designed corresponding hardware circuit and developed 20kW intermediate frequency induction heating power system.The thesis discusses the Choice of converter scheme in detail. Series Resonance Inverter has another name is Voltage Inverter. Its Output Voltage approaches square wave and load current approaches sine-wave. Inversion must follow the Principles of break before make and there is enough dead-time between turn-off and turn on in order to avoiding direct through in upper and lower bridges.The thesis discussed the Choice of converter scheme in detail as well as introduced the control circuit of this power source and its design principle. Develop 20kW intermediate frequency induction heating power system with switch element IGBT. Make a research on Converter Circuit, control circuit, driver circuit etc.The CMOS chip that is applied in the design is mainly PWM Controller SG3525A and optical coupler Drive Circuit HCPL-316J. The controlled feature of PWM ControllerSG3525A is fully utilized in the process of design, which has wide adjustable operating frequency and dead time, input under voltage lock function and twin channel output current. The optical coupler Drive Circuit HCPL-316J is chosen as the driven of IGBT due to its functions, such as fast switch speed (500ns), optical isolation, the feedback of fault situation, wide operating voltage (15V～30V), automatic reset and automatic close down etc.Key words：Induction heating power supply; series resonance；inverse circuit；IGBT桂林电子工业学院毕业设计说明书目录引言 (1)1 绪论 (2)1.1 感应加热的工作原理 (2)1.2 感应加热电源技术发展现状与趋势 (3)2 感应加热电源实现方案研究 (5)2.1 串并联谐振电路的比较 (5)2.2 串联谐振电源工作原理 (7)2.3 电路的功率调节原理 (8)2.4 本课题设计思路及主要设计内容 (8)3 感应加热电源电路的主回路设计 (9)3.1 主电路的主要设计元器件参数 (9)3.2 感应加热电源电路的主回路结构 (9)3.2.1主回路的等效模型 (10)3.2.2整流部分电路分析 (13)3.2.3逆变部分电路分析 (15)3.3 系统主回路的元器件参数设定 (16)3.3.1整流二极管和滤波电路元件选择 (16)3.3.2IGBT和续流二极管的选择 (17)3.3.3槽路电容和电感的参数设定 (18)4 控制电路的设计 (19)4.1控制芯片SG3525A (19)4.1.1内部逻辑电路结构分析 (20)4.1.2芯片管脚及其功能介绍 (21)桂林电子工业学院毕业设计说明书4.2 电流互感器 (23)5 驱动电路的设计 (24)5.1 绝缘栅双极型晶体管（IGBT）对驱动电路的要求 (24)5.1.1门极电压对开关特性的影响及选择 (24)5.1.2门极串联电阻R对开关特性的影响及选择 (25)G5.2 IGBT过压的原因及抑制 (25)5.3 IGBT的过流保护 (26)5.3.1设计短路保护电路的几点要求 (27)5.4 集成光电隔离驱动模块HCPL-316J (27)5.4.1器件特性 (27)5.4.2芯片管脚及其功能介绍 (28)5.4.3内部逻辑电路结构分析 (28)5.4.4器件功能分析 (29)5.4.5驱动电路的试验和注意问题 (30)6 辅助直流稳压电源 (31)6.1 三端固定稳压器 (31)6.2 本次设计用的的电源 (32)6.2.1 18伏，15伏稳压电压电源 (32)6.2.2±12伏，±5伏双路稳压电源 (32)6.2.3元器件选择及参数计算 (33)7 硬件调试 (34)8 结论 (35)致谢 (37)参考文献 (38)桂林电子工业学院毕业设计说明书附录一整体电路原理图 (39)附录二控制电路PCB (40)引言随着功率器件的发展，感应加热电源的频率也逐步提高，经历了中频、超音频、高频几个阶段。
GN012 应用手册氮化镓半导体功率器件门极驱动电路设计更新于2021/02/04 GaN Systems Inc.门极偏置电压GaN SystemsGaN E-HEMT Si MOSFETIGBT SIC MOSFET 最大额定值-20/+10V-/+20V-/+20V-8/+20V典型门极偏置电压0 or-3/+5-6V 0/+10-12V 0 or -9/+15V -4/+15-20V与硅MOSFET 的共同点▪真正的增强型器件（常闭型器件）▪电压驱动▪只需提供门极漏电流I GSS▪能够通过改变R G 控制开关速度▪与与大部分Si MOSFET 驱动芯片兼容与硅MOSFET 的差异▪极低的Q G : 更低的驱动损耗; 更快的开关速度▪更大的跨导和更低的V GS : 仅需+5-6V 门极偏置电压即可接通元件▪更低的V G(th):典型值为1.5V相比其他增强型GaN 器件▪门极更加可靠: -20/+10V 最大额定值▪无需直流电流驱动门极▪门极结构简单，无二极管/PN 节C ISS = C GD +C GS易于驱动的GaN 功率器件技术门极驱动器结构隔离/非隔离备注Si8271单管隔离独立开通/关断引脚Si8273/4/5半桥隔离死区时间可调ADuM4121ARIZ 单管隔离内部米勒钳位ACPL-P346单管隔离内部米勒钳位HEY1011单管隔离集成驱动供电NCP51820半桥非隔离自举电压调节可编程电源电流和可调过•GaN Systems 的GaN HEMTs 与大多数硅器件驱动芯片兼容•当驱动电压(V DD )高于+6V(推荐的GaN 开通电压)时, 需要负压生成电路把V GS 转换成+6和-(V DD -6)V, 具体请参考第7页•建议V DD ≤12V常用方案:门极驱动器结构开通/关断引脚是否独立自举电压调节备注NCP51810半桥是否高速uP1966A 半桥是是通用应用LMG1205半桥是是通用应用MDC901半桥是是大电流•GaN Systems 的GaN HEMTs 与大多数硅器件驱动芯片兼容•当驱动电压(V DD )高于+6V(推荐的GaN 开通电压)时, 需要负压生成电路把V GS 转换成+6和-(V DD -6)V, 具体请参考第7页•建议V DD ≤12V常用方案:拓扑结构控制器描述反激-适配器-充电器-其他小功率AC/DC NCP1342650V, QR谐振UCC28600600V,QR谐振NCP1250650V, 固定频率控制同步buck DC/DC(48V/12V)LTC7800 60V, 带同步整流控制, 频率可达2.2MHz集成驱动的GaN控制芯片•GaN Systems的GaN HEMTs与大多数硅器件驱动芯片兼容•当驱动电压(V DD)高于+6V(推荐的GaN开通电压)时, 需要负压生成电路把V GS 转换成+6和-(V DD-6)V, 具体请参考第7页•建议V DD≤12V常用方案:集成驱动的GaN控制芯片–续上拓扑结构控制器备注LLC-适配器-充电器-平板显示器-工业电源NCP13992600V, 电流模式控制NCP1399600V,电流模式控制UCC256404600V, 优化burst mode, 低噪音和低待机功耗UCC256301600V, 混合滞环控制模式, 低待机功耗, 宽工作频率范围PFC-PC电源-家用电器-LED 驱动NCP1615 /NCP1616700V, 临界导通工作模式UCC28180频率可设置, 连续电流工作模式, 无需检测AC 高压PFC + LLC HR1203700V, 连续/断续电流多种功率因素校正控制模式, 死区可调及带有burst mode功能的LLC控制•GaN Systems的GaN HEMTs与大多数硅器件驱动芯片兼容•当驱动电压(V DD)高于+6V(推荐的GaN开通电压)时, 需要负压生成电路把V GS 转换成+6和-(V DD-6)V, 具体请参考第7页•建议V DD≤12V常用方案:驱动电路分类单管驱动隔离0V V GS(OFF)隔离单管驱动电路负V GS(OFF)EZDrive®使用分压电路数字隔离芯片+ 非隔离驱动芯片非隔离0V V GS(OFF)负V GS(OFF)EZDrive®半桥/全桥驱动隔离使用两个单管隔离驱动非隔离0V V GS(OFF)自举驱动负V GS(OFF)自举驱动+ EZDrive®GaN 并联应用GaN HEMT 并联的驱动电路单管GaN →隔离→0V VGS(OFF) →隔离单管驱动电路+VINGNDN C+VO0V 12458PWM VCC+5VDRAINSOURCEGATE9V ISO DC-DCVCC10u4.7u 4.7u0.1u1u2.2u 10010210k2VI GNDI ENVDD VO+GND31SI8271GB-IS65847VDDI VO-VDD_6VCM0.1u22pGNDON/OFF IN OUTBYP 13245LP2985AIM5-6.1/NOPBVDD_6V+9VISO3.3k+VIN GNDN C+VO0V 12458IN+VCC5V DRAINSOURCEGATE9V ISO DC-DCVCC10u4.7u 4.7u1u2.2u10010010kVDD6VCMGNDON/OFF IN OUTBYP 13245LP2985AIM5-6.1/NOPBVDD6V+9VISO2VDD1VIN-GND1VDD2VOUT GND231ADUM4121ARZ65847VIN+CLAMP 100IN-00.1u •在低电压，低功率，或对死区损耗敏感的应用中，可使用0V V GS(OFF)•如有需要，可应用共模电感以抑制噪声例一: 开通/关断通道互相独立的驱动电路(SI8271)例二: 开通/关断共通道的驱动电路(ADUM4121)+VINGNDN C+VO0V 12458PWM VCC+5VDRAINSOURCEGATE 9V ISO DC-DCVCC10u4.7u 4.7u0.1u1u10010210k2VI GNDI ENVDD VO+GND31SI8271AB-IS65847VDDI VO-CM0.1u22p3.3k+9V+9V10k47n5.6V 5.6V单管GaN →隔离→负V GS(OFF)→EZDrive®•负V GS 电压由图中47nF 电容提供•与自举电路兼容•应用范围1kW ~ 100kW•如有需要，可应用共模电感以抑制噪声例:SI8271 EZDrive ®电路(V GS =+6V/-3V)+VINGNDN C+VO0V 12458PWM VCC+5VVDDVEEDRAINSOURCEGATE9V ISO DC-DCVCC10u4.7u 4.7u 0.1u1u1u 10010210k2VI GNDI ENVDD VO+GND31SI8271AB-IS65847VDDI VO- 2.2k1k1u1u 5.8VVEEVDDCM0.1u22p3.3k单管GaN →隔离→负V GS(OFF)→使用分压电路•负V GS 电压由分压电路产生(5.8V 齐纳管和1kOhm 电阻)•可靠且易于PCB 布局•应用范围：1kW ~ 100kW•如有需要，可应用共模电感以抑制噪声例:带有分压电路的SI8271驱动电路(V GS =+6V/-3V)单管GaN →隔离→负V GS(OFF)→数字隔离芯片+ 非隔离驱动芯片•以兼容非隔离驱动芯片，提高驱动输出电流能力•大功率应用: 如电动汽车马达驱动，光伏逆变器等•如有需要，可应用共模电感以抑制噪声例: SI8610 (数字隔离芯片) + UCC27511(非隔离驱动芯片) (V GS =+6V/-6V)INHIBIN OUT GND1325LD2980ABM50TR+VINGNDN C+VO0V 124582VDD1NC GND1VDD2NC GND231SI8610BC-B-IS65847PWMVCC+5V5VISO5VISO+6VVDD 10u4.7u 4.7u1u 0.1u0.1u10010012V ISO DC-DCCM+6VDRAINSOURCEGATE11010k5GND IN-IN+OUTL OUTH VDD 16432UCC27511DBVR2.2k1k1u 1u6V-6V-6V-6V -6VGNDON/OFF IN OUTBYP 13245LP2985AIM5-6.1/NOPBPWMVDD+6V+6VDRAINSOURCEGATE1011010k1u2.2u4.7u5GND IN-IN+OUTLOUTH VDD 16432UCC27511DBVR单管GaN →非隔离→0V V GS(OFF)•单端应用(Class E, 反激, 推挽电路等)•或跟数字隔离器一起用于驱动高边浮地的开关管（如第11页所示）例:UCC27511驱动电路(V GS =+6V/0V)PWMVDD+9V+9VDRAINSOURCEGATE1011010k1u2.2u2.2u5GNDIN-IN+OUTLOUTHVDD16432UCC27511DBVRVIN VOUTGNDUA78L09AC10k47n5.6V5.6V单管→非隔离→负V GS(OFF)→EZDrive®•负V GS电压由47nF电容提供•与自举电路兼容•如有需要，可应用共模电感以抑制噪声例:UCC27511 驱动电路(VGS=+6V/-3V))更多关于GaN EZDrive®的信息, 请参考GN010: https:///半桥/全桥→0V V GS(OFF)→自举•小功率应用•选用低C J，反向恢复时间短的自举二极管例:NCP51820 自举驱动电路(V=+6V/0V)GS半桥/全桥→负V GS(OFF)→自举+ EZDrive®•负V GS电压由47nF电容提供•可通过外部驱动电阻调节开关速度来优化EMI•适用于小功率应用例:NCP51530 带有EZdrive®的自举驱动电路(V=+6V/-3V)GSGNDON/OFF IN OUTBYP 13245LP2985AIM5-6.1/NOPBPWMVDD+6V+6V1011010k1u2.2u4.7u5GND IN-IN+OUTL OUTH VDD 16432UCC27511DBVRDRAINSOURCE1111GATEGATE7HBHOH HS6LM5113HOL 34251091LOL LOHVDD VSS HI LI8101011VIN100k100kGGDDS S1u6VPWM1H PWM1L1u1uGND11111111GDDSS G 并联GaN HEMT 的驱动电路•并联GaN HEMTs 时, 需在门极和源极（Kelvin Source ）分别加一个1ohm 电阻(如下红色标示)例:UCC27511 非隔离驱动电路(V GS =+6V/0V)例:半桥自举驱动电路(V GS =+6V/0V)附录电压?▪什么时候需要负VGS(OFF)的关系▪关断损耗与VGS(OFF)▪V GS(OFF)与零电压开通临界值以及死区损耗的关系▪关断损耗与死区损耗之间的权衡什么时候需要负V GS(OFF)电压?▪负VGS(OFF)电压可增强噪声抗扰▪负VGS(OFF)电压可降低关断损耗，特别是在大电流情况下▪但是死区损耗随负VGS(OFF)电压的增大而增大(更多信息请参考应用手册GN001的第8页)▪选择VGS(ON)时，需权衡关断损耗和死区损耗。
SCALE-2 门极驱动核的直接并联
介绍
传统的IGBT并联方法是由单个驱动器驱动多个IGBT，每个IGBT都有独立的门极和发射极电阻。
另一种并联IGBT模块的驱动方法是，每个模块都使用独立的驱动器。
图1显示传统的、使用单个驱动核的并联方式与SCALE-2驱动核直接并联方式之间的差异。
图1：传统并联（左）与使用变压器接口的独立SCALE-2门极驱动核直接并联三个IGBT模块（右）
利用CONCEPT的SCALE-2技术能够直接并联门极驱动器，因为带有变压器接口的SCALE-2驱动器，其信号传输延迟（通常为80ns ±4ns）和延迟抖动（通常<±1-3ns）小且公差范围很窄。
因此，以下带有变压器接口的SCALE-2驱动核可以直接并联，而不会在并联的IGBT模块之间产生过大的电流不平衡：∙2SC0108T
∙2SC0435T
∙2SC0650P
∙1SC2060P
2SD300C17不适合直接并联。
本应用指南将简要描述直接并联的优势，并解释在直接并联应用中如何使用SCALE-2驱动核。
直接并联的优势
与传统并联方式相比，直接并联IGBT驱动器可获得以下优势：
∙优化的开关行为，开关损耗最低
∙用户友好、安全而可靠的理念
∙可用开关频率不会随着并联IGBT模块数量的增加而降低。
∙不存在门极间耦合，因此不同IGBT门极之间不会发生相互振荡
∙流过模块基板的容性等效电流不产生影响
∙门极电缆上的电感耦合不产生影响
∙利于设备直接并联及后续扩容
∙IGBT模块的利用率高，降额幅度小
∙设置简单，无混乱的布线
在直接并联中如何使用SCALE-2驱动核
CONCEPT建议在并联应用中使用SCALE-2驱动核时遵循下面的程序：
∙所有驱动器都必须采用相同的硬件配置（门极电阻、退饱和保护、有源箝位、支撑电容…）
∙所有并联驱动器的电源电压VCC和VDC（如果可用）必须来自同一电压源，以确保驱动器对称地运行（请参考图2）。
∙所有并联驱动器的输入信号INA和INB必须来自同一逻辑缓冲器（驱动器），以确保延迟差异极小（请参考图2）。
∙INA和INB的电压上升率必须足够高(> 0.25V/ns)，以确保最大限度地降低延迟抖动。
特别是，如果输入到INA和INB的信号经过了RC网络滤波（例如，用于窄脉冲抑制），则必须使用施密特触发缓冲器整形，以使INA和INB的信号有较高的电压上升率。
∙所有从主控板连接到不同驱动器接口的电缆的长度差异应当低于40cm，以确保附加延迟差异低于大约2ns。
∙所有驱动器都必须工作在直接模式。
半桥模式（如果可用）不适合SCALE-2驱动器的并联应用。
∙发生故障时，必须等待所有并联的驱动器的故障反馈端全部复位之后再做进一步操作，以确保所有并联的驱动器的阻断时间全都结束。
可使用图2中的相应电路满足此要求。
∙退饱和保护的阈值电平必须设置为只能检测到IGBT短路而检测不到过流的水平。
推荐的值：Vth=10.2V (Rth=68kΩ)。
此外，响应时间的值必须足够高（通常为6…9μs），以确保在最恶劣的条件下整个集电极电流范围内都不会产生误保护。
∙并联驱动器的状态输出SO1和SO2可进行单独检测以精确地诊断故障，也可以连接到一起。
正常工作时的系统行为
在正常开关过程中（无故障反馈），并联驱动器可按无并联电路的方式使用。
所有并联IGBT模块会同步开通和关断。
实验室测量显示，微小的信号延迟差异(<5ns)以及微小的负门极电压差异(<0.4V)，可导致关断或开通时
的集电极电流以及开关损耗轻微不均衡。
但是，这种影响比较小，因为大部分情况下变换器的机械结构的对称性占主导地位。
短路时的系统行为
在发生短路时，可以假定并非所有并联驱动器都将准确地同时检测到短路。
最先检测到短路的驱动器将故障反馈发送到相应的SOx 输出并关断相应的IGBT 。
建议接着立即向所有并联驱动器发送关断指令。
但是，实验室测量显示，在故障条件下，关断指令的延迟差异在2μs 之内未表现出任何问题。
低感量 (~70nH)和大感量(>1.5μH)短路全都考虑在内。
但是，CONCEPT 建议用户在具体的应用中进行这方面的验证。
电源欠压时的系统行为
在电源欠压的情况下，相应的驱动器将故障反馈发送回相应的SOx 输出，并立即关断相应的IGBT 。
建议接着立即向所有并联驱动器发送关断指令。
然后，它们将在经过短暂延迟后关断相应的IGBT 。
建议并联两个IGBT 驱动器（仅显示一个通道）时使用下面的原方电路。
此外，任何驱动器检测到故障条件后最多7μs 内必须关闭PWM 信号。
图2：推荐的双并联门极驱动器的原方接口示例
变换器结构
驱动并联IGBT 模块时，务必确保其对称地工作。
测量结果显示，在正确设计的变换器中，半桥拓扑下的并联的IGBT 可以对称的运行。
尤其必须考虑下面的要点：
∙ 涉及并联的IGBT 模块的变换器结构应尽可能对称，以确保其对称运行。
特别是，每个并联IGBT 模块的直流母线杂散电感应当相似（图3中Ls1 ≈ Ls2，Ls5 ≈ Ls6）。
∙
除了负载端子（Ls5 和 Ls6）外，所有并联IGBT 模块之间必须使用低电感连接（使Ls4较小）。
此外，最大限度地降低杂散电感Ls1、Ls2和Ls3，这样有利于减小关断时的集电极-发射极过压。
+15V
PWM Fault 1
Fault 2
GND
图3：存在杂散电感的半桥拓扑
在任何情况下，都建议测量所有并联的IGBT模块的集电极-发射极电压以及集电极电流，以验证其对称性。
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2010-01-21版。
