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UBA 2014UBA 2014是Philips公司于1999年推出的用来驱动荧光灯的电子镇流器控制集成电路。
像一般的控制集成电路一样，它能驱动两个功率MOS管，并包含有电平移位电路、自激振荡器、灯电压检测路、灯电流控制功能、定时功能以及保护功能等。
在灯预热期间，UBA2014控制流过灯丝的电流及预热时间，以保证灯丝得到充分而最佳的预热，降低灯触发时的启辉电压、延长灯管寿命。
集成电路能控制最大的启辉电压，而触发定时器能确定最好的触发时间。
在触发阶段，容性模式保护功能保证功率MOS管处于安全工作方式；在灯点亮阶段，灯的平均电流受到控制。
如改变其工作频率，可以对灯管进行调光。
当灯管老化、灯失效或灯管被取下时，UBA2014均有保护功能。
在电压低时，有掉电保护功能，以保护功率不至损坏。
1.UBA 2014的框图及其工作原理图中，ANT/CMD含义为自适配死区时间/容性模式检测：PCS含义为预热电流检测，LVS含义为灯电压检测，ACS含义为平均电流检测。
状态逻辑部分是控制器核心部件，它控制了集成电路所有的内部功能，使电路处于以下几种状态中的一种：复位、启动、预热、触发（启辉）、点亮、保持及掉电等。
初始启动状态是通过7脚（V DD）电容C15充电来完成的，开始时，状态逻辑复位，GL、GH输出为低电平；当C15电压达到13.6V时，压控振荡器（VCO）、自适配死区时间（ANT）、预热定时器（PRT）、预热电流检测器（PCS）及灯电压检测器（LVS）均开始工作。
压控振荡器（VCO）产生锯齿电压，幅度为2.5V（由2.5V到0V），其频率由③脚外接的电容C14、④脚外接的电阻R12及②脚上的电压决定。
最低频率则由R12、C14决定。
线路开始振荡的最高频率约为最低频率的2.5倍。
VCO部分的比较器将锯齿电压转换为方波电压，而频率为锯齿电压频率之半，它使内部驱动器的HS、LS轮流为高电平，其输出GH、GL也轮流为高电平，用来驱动功率开关管，使之轮流导通与截止。
2 基于L6574的典型可调光镇流器电路基于L6574的典型58W可调光镇流器半桥逆变器和谐振输出级电路如图3所示。
图3 基于L6574的58W镇流器电路根据国际标准IEC61000-3-2要求，由于灯功率>25W，所以必须采用功率因数校正（PFC）。
图3电路的前端，是基于L6561的有源PFC升压转换器，为图3所示的镇流器部分提供400V的DC总线电压，并保证系统输入功率因数达0.99,AC输入电流总谐波失真（THD）<10%。
启动电阻R3和R4连接在桥式整流输出端，而不是连接在DC400V的母线上，可以使R3和R4承受较低的电压。
IC2启动后，只要半桥开始产生输出，高频电压经C11耦合，VD2整流和C6、C20滤波，加至IC2引脚12，为IC2供电。
引脚12上的电压VS被VDZ1箝位在14V。
IC2引脚2上的电位器R14调至最大时的电阻值是4.7kΩ，因此，RPRE=R13+R14+R15=100kΩ+4.7kΩ+1.5kΩ=106.2kΩ。
IC2引脚4上的接地电阻R19=RING=100kΩ，引脚3上的电容C13=CF=470PF，引脚1上的电容C14=CPRE=0.82μF，按照（1）～（4）式计算：fPRE=60kHz,tPRE=1.2s，tIGN=0.12s，fING≈30kHz。
如果灯管未接入，IC2引脚12上的电压VS经电阻R26和R27加至引脚8（EN1），CMOS比较器将强制IC2进入关闭模式，半桥电路截止。
在灯丝预热之后，如果灯不能被点亮，电阻R30上将产生一个额外电压，经VD4整流和C15滤波，加至IC2引脚9（EN2），IC2则重新进入预热和点灯程序。
半桥下面MOSFET源极上连接的R25是电流检测电阻，R25上的电流检测信号经R33加至IC2的引脚6（OPIN_）。
IC2的引脚5（OPOUT）与引脚4（RING）之间连接VD3和R18，VD3的作用是防止开关频率低于由R13等设定的频率。
L6561功率因数校正1■■特征非常精确的可调输出过电压保护微功率启动电流(50µATYP.)非常低的电源电流（4mA TYP.)内部启动定时器片上电流检测滤波器禁止功能1%精密(@ T j= 25°C)内部参考电压过渡模式操作图腾柱输出电流：±400mADIP-8/SO-8套餐图1.软件包DIP-8SO-8■订购代码表1.部件号L6561L6561DL6561D013TR包装DIP-8SO-8带卷■■■■■■■2描述L6561是改良版的L6560 stan-dard功率因数修正器.完全兼容with the standard version, it has a superior perfor-mant乘数使设备的工作能力，在宽输入电压范围的应用ing（从85V到265V)了一个良好的THD.此外当前开始向上在数已减少tensmA和禁用的功能已经实现，教育署对ZCD针，保证较低的电流消费模式下的立场.图2.框图COMP2INV12.5V-+在混合BCD技术变现，该芯片提供以下好处：–微功率启动电流– 1%高精度内部参考电压– (Tj = 25°C)–软输出过电压保护–无需外部低通滤波器需要对电流，租金感–非常低的静态电流最低，es功耗图腾柱输出级驱动能力一个电源MOS或源IGBT和汇电流租金的±400mA.设备运行中tran-sition模式，它是电子灯优化镇流管应用，AC-DC适配器和SMPS.MULT3440KCSMULTIPLIERVOLTAGE REGULATOR OVER-VOLTAGEDETECTION-+5pFV 8VINTERNALSUPPLY 7VR1+UVLORSDRIVERQ720VGDR2V2.1V1.6VZERO CURRENTDETECTORSTARTER6GNDJune 2004-+-DISABLE5ZCDREV的. 161/13L6562中文数据手册,L6562 Datasheet PDF,L6562芯片中文资料【L6561表2.绝对最大额定值符号I VccI GDINV, COMPMULTCSZCDP totT jT stg针871, 2, 345I q+ I Z; (I GD= 0)图腾柱输出电流(2µs) 峰值模拟输入和输出电流检测输入零电流检测器功率消耗@T amb= 50 °C结温工作范围贮藏温度(DIP-8)(SO-8)参数价值30±700-0.3到7-0.3到750（源）-10（汇）10.65-40到150-55到150单位mAmAVVmAmAWW°C°C图3.引脚连接（顶视图）INV COMP MULTCS 1234DIP88765V CCGDGNDZCD热数据表3.符号R th j-amb参数结到环境的热阻苏8150MINIDIP100单位°C/W表4.引脚说明N. 12345 6 78名称INVCOMPMULTCSZCDGNDGDV CC功能反相误差放大器的输入.一个电阻分压器的输出之间连接稳压这一点，提供电压反馈.误差放大器的输出.一个反馈补偿网络之间设置这个引脚和INV引脚.乘法器的输入阶段.一个电阻分压器连接到这个引脚的整流电源.一个电压信号，比例整流电源，出现在该引脚.输入到控制回路比较.该感应电流通过电阻和由此产生的电压施加到该管脚.零电流检测输入.如果是连接到GND,设备被禁用.当前返回驱动器和控制电路.门驱动器输出.一个推挽输出级可驱动峰值目前电源MOS400mA（源和接收器）.电源电压驱动器和控制电路.(1)参数由设计保证，而不是在生产测试.2/13L6561电气特性表5.(V CC = 14.5V; T amb = -25°C 到125°C ，除非另有规定）符号V CC V CC ON V CC OFF Hys I START-UI q I CCIqV ZV INV针88888888881齐纳电压电压反馈输入门槛线路调整I INV G V GB I COMPV COMP221电流输入偏置电压增益增益带宽源电流灌电流上钳位电压低钳位电压乘第V MULT ∆VCS-----------------∆VmultKV CS I CS t d (H-L)4444V ZCD53线性工作电压输出最大.斜坡V MULT 从= 0V 到0.5V V COMP =上钳位电压V MULT = 1V VCOMP= 4V V MULT = 2.5VV COMP =上钳位电压V OS = 00到31.650到3.51.9VV COMP = 4V, V INV = 2.4V V COMP = 4V, VINV= 2.6VI SOURCE = 0.5mA I Sink = 0.5mA-22.5开环60误差放大器部分T amb = 25°C 12V < VCC< 18VV CC = 12到18V2.4652.442-0.1801-44.55.82.25-82.5 2.5352.565-1V V mV µA dB MHzmA mA V V参数工作范围启动阈值关断阈值迟滞启动电流静态电流工作电源电流静态电流C L = 1nF @ 70KHz 在OVP 条件Vpin1= 2.7VV PIN5≤150mV,V CC > V CC off V PIN5≤150mV, V CC< VCC offI CC = 25mA2018前开启(VCC=11V)测试条件后开启最小.11118.72.220129.52.5502.641.41.45020Typ.最大.181310.32.89045.52.12.19022单位V V V V µA mA mA mA mA µA V电源电压一节当前节供应Gain 电流检测基准钳电流输入偏置到输出的延电流检测失调输入阈值电压上升边缘迟滞上钳位电压上钳位电压(1)(1)0.451.60.61.7-0.0520002.10.751.8-1450151/VV µA ns mVV 电流检测比较器零电流检测器0.34.54.70.55.15.20.75.96.1V V VV ZCD V ZCD55I ZCD = 20µA I ZCD = 3mA3/13L6561电气特性表5.（续）(V CC = 14.5V; T amb = -25°C 到125°C ，除非另有规定）符号V ZCD I ZCD I ZCD I ZCD V DIS I ZCD V GD针5555557参数低钳位电压灌电流偏置源出电流能力灌电流能力禁用门槛禁用后，重新启动电流漏失电压V ZCD < Vdis ; V CC> VCCOFFI GDsource = 200mA I GDsource = 20mA I GDsink = 200mA I GDsink = 20mAt r t f I GD off I OVP7772输出电压上升时间输出电压下降时间IGD 灌电流OVP 触发电流阈值静态OVP重新启动定时器t START启动定时器70150400µsC L = 1nF C L = 1nF V CC =3.5V VGD= 1V5352.1404010402.25测试条件I ZCD = -3mA 1V ≤V ZCD ≤4.5V-33150-100200-2001.20.7最小.0.3Typ.0.652-1010250-300211.50.3100100-452.4最大.1单位V µAmA mA mV µAV V V V ns ns mAµA V输出部分输出过压段3过电压保护OVP输出电压，预计将在电路的PFC 接近其标称值操作保存.这是由两个外部电阻R1和R2比例设置（见图.5),同时考虑到非反相误差放大器的输入偏置内部L6561在2.5V.在稳态条件下，通过R1和R2电流为：V 出–2.5 2.5V-I R1sc= ------------------------- =I R2= ------------R1R2并且，如果外部补偿网络是由只有一个电容Ccomp ,电流通过Ccomp输出电压等于zero.When 突然增大电流通过R1变为：V outsc +∆V 出–2.5I R1= ---------------------------------------------------- =I R1sc +∆I R1-R1由于电流通过R2不改变，∆I R1必须流过电容器Ccomp 并输入误差放大器.这个电流进行监测，当内L6561达到约37µA 了多输出电压钳被迫减少，从而减少电源得出的能量.如果电流超过40µA,保护的OVP 触发（动态OVP),和外部功率晶体管切换到关闭电流降至大约比10µA.但是，如果过压仍然存在，一个内部比较器（静态OVP)证实了OVP 条件外部电源开关保持关闭（见图.4）.最后，过压触发OVP 功能是：∆V 出= R 1· 40µA.为R 典型值1, R 2和C 显示在应用电路.可设置过压indepen -4/13L6561判断的平均输出电压.在设置过压阈值精度的7% ov-ervoltage值（例如∆V= 60V ± 4.2V).3.1 Disable功能零电流检测器(ZCD)引脚可用于设备以及禁用.通过接地ZCD电压年龄的设备被禁用减低1.4mA典型(@ 14.5V电源电压，电源电流消耗，年龄）.释放ZCD引脚的内部启动定时器将重新启动设备.图4.过电压V OUT nominalI SC 40µA 10µAé / A输出2.25V动态OVP静态OVP D97IN592A 图5.过电压保护电路Ccomp.+VoR11 R2-+2.5V-2.25V ∆I +E/A∆I2X PWM DRIVER40µAD97IN5915/13L6561图6.典型应用电路(80W, 110VAC)D1 BYT03-400C6TR7 (*)950KC3 680nF68K52174+Vo=240VPo=80WR3 (*)240KBRIDGE+ 4 x 1N4007FUSE 4A/250V-Vac(85V to 135V)NTCR1010KD3 1N4150D21N5248BR210010nFR1C11µF250VR9 (*)950K8R510L65613C222µF25VC710nF6MOSSTP7NA40C5100µF315VR6 (*)0.311WR810K1%D97IN549B-(*) R3 = 2 x 120KΩR6 = 0.619Ω/2R7 = 2 x 475KΩ, 1%R9 = 2 x 475KΩTRANSFORMERT: core THOMSON-CSF B1ET2910A (ETD 29 x 16 x 10mm) OR EQUIVALENT (OREGA 473201A7) primary 90T of Litz wire 10 x 0.2mmsecondary 11T of #27 AWG (0.15mm)gap 1.8mm for a total primary inductance of 0.7mH图7.典型应用电路(120W, 220VAC)D1 BYT13-600 C6TR7 (*)998KC3 1µF68K52174+Vo=400V Po=120WR3 (*)440KBRIDGE+ 4 x 1N4007FUSE 2A/250V-Vac(175V to 265V)NTCR1010KD3 1N4150D21N5248BR210010nFR1C1560nF400VR9 (*)1.82M8R510L65613C222µF25VC710nF6MOSSTP5NA50C556µF450VR6 (*)0.411WR86.34K1%D97IN550B-(*) R3 = 2 x 220KΩR6 = 0.82Ω/2R7 = 2 x 499KΩ, 1%R9 = 2 x 909KΩTRANSFORMERT: core THOMSON-CSF B1ET2910A (ETD 29 x 16 x 10mm) OR EQUIVALENT (OREGA 473201A8) primary 90T of Litz wire 10 x 0.2mmsecondary 7T of #27 AWG (0.15mm)gap 1.25mm for a total primary inductance of 0.8mH图8.典型应用电路(80W,宽范围电源）D1 BYT13-600C6TR7 (*)998KC3 1µF68K52174+Vo=400VPo=80WR3 (*)240KBRIDGE+ 4 x 1N4007FUSE 4A/250V-Vac(85V to 265V)NTC R1010K D3 1N4150D21N5248BR210012nFR1C1 1µF 400V R9 (*)1.24M8R510L65613C222µF25VC710nF6MOSSTP8NA50C547µF450VR6 (*)0.411WR86.34K1%D97IN553B-(*) R3 = 2 x 120KΩR6 = 0.82Ω/2R7 = 2 x 499KΩ, 1%R9 = 2 x 620KΩTRANSFORMERT: core THOMSON-CSF B1ET2910A (ETD 29 x 16 x 10mm) OR EQUIVALENT (OREGA 473201A8) primary 90T of Litz wire 10 x 0.2mmsecondary 7T of #27 AWG (0.15mm)gap 1.25mm for a total primary inductance of 0.8mH6/13L6561图9.电气原理演示板(EVAL6561-80)D1STTH1L06R4 180 kR5180 kTD81N4150C5 12 nFR14100R1 750 kD21N5248BR668 kR50 12 kC3 470 nFR12750 kR11750 kVo=400VPo=80WNTC2.5BRIDGEFUSE 4A/250V +W04MC11 µF400VC231 µFR2750 k836C210nF52174R733C647 µF450VVac (85V to 265V)-L6561MOSSTP8NM50R310 kC2922 µF25VC4100 nFD3 1N4148C710 µF35 VR1691 kR15220R90.411WR100.411WR139.53 k-Boost Inductor Spec (ITACOIL E2543/E)E25x13x7 core, 3C85 ferrite1.5 mm gap for 0.7 mH primary inductancePrimary: 105 turns 20x0.1 mmSecondary: 11 turns 0.1mmTHD REDUCER (optional)图10. EVAL6561-80: PCB和组件布局（顶视图，实际尺寸57x108mm)表6. EVAL6561-80:评价结果.V in（VAC）85110135175220265针(W)87.285.284.283.583.182.9V o(Vdc)400.1400.1400.1400.1400.1400.1∆Vo(Vdc)141414141414Po (W)80.780.780.780.780.780.7η(%)92.894.795.896.697.197.3W / O型THD减速PF0.9990.9960.9890.9760.9400.890THD (%)3.75.06.28.310.713.7与THD减速PF0.9990.9960.9890.9760.9410.893THD (%)2.93.23.74.35.68.17/13L6561图11. OVP电流阈值随温度D94IN047A 图13.电源电流与电源电压I CC(mA)10D97IN548AIOVP(µA)4151 400.50.10.05390.010.005发光= 1nFf = 70KHz电讯局长= 25˚C 05101520V CC(V)38-50 -250255075100 125 T (˚C)图12.欠压阈值分离与温度的关系V CC-ON(V)131211V CC-OFF(V)109-2502550T (˚C)75100125D94IN044A图14.电压反馈输入阈值与温度的关系V REF(V)D94IN048A2.502.482.46-50050100T (˚C)8/13L6561图15.输出饱和电压和接收器当前VPIN7(V)VCC = 14.5V 2.0D94IN046图17.乘数特征系列V CS(pin4)(V)upper voltageclampD97IN555AV COMP(pin2)(V)3.5水槽 1.61.41.25.04.54.03.21.51.01.00.80.6 0.50.40.20100200300400 IGD (mA)03.02.82.60.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5V MULT(pin3) (V)图16.输出饱和电压与源电流VPIN7(V)VCC = 14.5VVCC -0.5D94IN053VCC -1.0VCC -1.5VCC -2.0消息来源0100200300400 IGD (mA)9/13L6561图18. DIP-8机械尺寸数据与包装mm暗淡.最小.Aa1Bbb1DEee3e4FIL Z3.187.952.547.627.626.65.083.811.520.1250.511.150.3560.2041.650.550.30410.929.750.3130.1000.3000.3000.2600.2000.1500.060TYP.3.320.0200.0450.0140.0080.0650.0220.0120.4300.384最大.最小.TYP.0.131最大.寸外形与机械数据DIP-810/13L6561图19. SO-8机械尺寸数据与包装mm暗淡.最小.AA1A2BCD(1)EeH h L k ddd 5.800.250.401.350.101.100.330.194.803.801.276.200.501.270.2280.0100.016TYP.最大.1.750.251.650.510.255.004.00最小.0.0530.0040.0430.0130.0070.1890.150.0500.2440.0200.050TYP.最大.0.0690.0100.0650.0200.0100.1970.157寸外形与机械数据0˚（分钟），8˚（最大）0.100.004Note: (1) Dimensions D does not include mold flash, protru-sions or gate burrs.Mold flash, potrusions or gate burrs shall not exceed0.15mm (.006inch) in total (both side).SO-80016023 C11/13L6561表7.修订历史记录日期一月2004 June 2004修订1516创刊号改良的样式符合期待与“企业技术刊物设计指南“.改变了功率放大器的输入连接到乘数（图2).更改说明12/13L6561提供的资料被认为是准确和可靠.然而，意法半导体的后果不承担任何责任这类信息也不对任何第三方的专利或可能导致其使用的其他权利的侵犯使用.未授通过暗示或以其他方式意法半导体的任何专利或专利的权利.本出版物中提到的规格如有变更，恕不另行通知.本刊物并取代以前提供的所有信息.意法半导体的产品不做为关键元件的授权使用寿命支持设备或系统未经明确的书面意法半导体的批准.ST的标志是意法半导体公司的注册商标.所有其他名称均为其各自所有者的财产© 2004意法半导体-版权所有意法半导体公司集团澳大利亚-比利时-巴西-加拿大-中国-捷克共和国-芬兰-法国-德国- Hong Kong -印度-以色列-意大利-日-马来西亚-马耳他-摩洛哥-新加坡-西班牙-瑞典-瑞士-英国-美国13/13。
基于L6561高功率因数反激变换器的设计方程引言使用L6561芯片的反激变换器的三种不同电路可以认为是一样的。
如图1所示。
电路1a 和1b 是基本的反激变换器。
前者临界电流连续工作模式（TM 即处于电感电流连续和断续的边界上）运行频率与输入电压和输出电流有关。
后者以固定频率运行，使用同步信号，完全与等效于一般基于标准PWM （脉宽调变）控制器的反激变换器。
图1C 是最广泛应用L6561完成PFC （功率因数校正）功能的电路，工作在临界连续模式，但与一般反激完全不同：输入电容很小，输入电压很接近整流的正弦波。
此外，控制环路带宽很窄，以至于对出现在输出的两倍电网频率的纹波不敏感。
实际上，该拓扑呈现的高功率因数可以认为是一个额外的优点，但不是因此有吸引力的主要的理由。
事实上，尽管PF 很容易达到大于0.9, 特别是通用电网，要符合有关线电流THD （总谐波失真）的EMC 规范确实是个挑战。
然而，在低功率范围（这里不使用EMC 规范－指谐波电流）某些应用，受益于高PF 反激变换器能提供的优点。
这些优点归纳如下：● 对于给定功率，输入电容小200倍。
在整流桥后面，用小尺寸和便宜的薄膜电容代替大的、高成本电解电容。
● 在重载时效率高，最高可达90%。
临界连续保证MOSFET 导通损耗低和/或高功率因数减少整流桥损耗。
因而，散热器较小。
● 零件数量少。
这减少采购麻烦和装配成本。
此外L6561独特性能在大量使用时有显著优点：● 即使在很轻负载时很高的效率：L6561很低的电流消耗减少了启动电阻和自供电源的损耗。
基于L6561的高PF 反激变换器很容易满足Blue Angel Relation(蓝色天使条例)。
● 可以使用附加功能： L6561提供过压保护功能，并能够通过ZCD 脚实现通/断变换器。
此外，还有些缺点。
固有的高功率因数拓扑限制变换器可以适合的应用（AC －DC 适配器，充电器，低功率开关电源，等等），还应当知道：●在输出有两倍电网频率纹波，如果要求高功率因数，纹波不可避免。
「基于L6561高功率因数反激变换器的设计方程」L6561高功率因数反激变换器是一种广泛应用于电力电子领域的功率因数修正技术。
它通过提供高效率和高功率因数校正功能，可以在各种应用中实现高质量电源。
设计一个基于L6561的高功率因数反激变换器需要考虑以下方程和参数：1. 功率因数修正目标（PFC Target）：在设计反激变换器之前，首先需要确定所需的功率因数修正目标。
根据应用的要求，选择适当的目标，通常目标在0.95到0.99之间。
2. 输入电压（Vin）：输入电压是设计反激变换器时需要考虑的另一个重要因素。
根据输入电压的范围，选择合适的元器件和设计参数。
3. 输出电压（Vout）：输出电压也是设计反激变换器时需要确定的一个重要参数。
根据所需的输出电压，选择合适的元器件和设计参数。
4. 输出功率（Pout）：输出功率是设计反激变换器时需要考虑的重要参数之一、根据所需的输出功率，选择合适的元器件和设计参数。
基于L6561的高功率因数反激变换器的设计方程如下：1. 开关频率（fsw）：开关频率是设计反激变换器时需要确定的参数之一、可选择的频率范围在65kHz到100kHz之间。
选择适当的频率将在效率和EMI方面达到最佳性能。
2. 电感参数（Lpfc）：选择合适的电感参数可以确保高功率因数修正效果。
根据设计方程可以计算出所需的电感值。
Lpfc = (Vin * (1 - PFC Target)) / (fsw * Iripple)其中，Vin是输入电压，PFC Target是功率因数修正目标，fsw是开关频率，Iripple是设计中视为可接受的纹波电流。
3. 电容参数（Cpfc）：选择合适的电容参数可以确保输出电压的稳定性。
根据设计方程可以计算出所需的电容值。
Cpfc = (Iout * (1 - PFC Target)) / (fsw * Vripple)其中，Iout是输出电流，PFC Target是功率因数修正目标，fsw是开关频率，Vripple是设计中视为可接受的纹波电压。
ST AN966 应用笔记L6551 ，增加版的临界模式功率因数校正器TM（临界模式）技术广泛应用于低功率产品的功率因数校正，例如灯具镇流器，视频终端控制电路。
L6561是后期针对这个市场推出的产品，不但符合要求而且是一款低价的功率因数校正器。
基于一个非常好的电路架构，L6561展现出非常优越的性能，而且应用领域更为广泛。
介绍传统的单级离线式转换电路，都是由一个全桥整流和一个电容滤波构成。
通过交流主线电源获得一个未校准的直流电压，滤波电容必须足够大以便可以得到一个纹波电压比较小的直流电压，这就意味着在大多数时间内，电容上的电压高于输入AC电源线电压，这就意味着，全桥整流电路仅在输入线电压每半周期内（因为有整流桥的存在，整流后的每个周期相当于AC电源的半个周期），工作很短的时间。
使得从电网输入的电流变成很窄的脉冲波形，其幅度是同等直流电压下电流幅度的5-10倍。
许多缺点因此而产生：过高的峰值电流和RMS电流比，使得交流电网电压畸变，在三相线输电电网中，使中性线过电流，总之，会使电网的输电能力减弱。
关于这项指标，可以参考谐波允许量标准EN61000-3-2,或功率因数PF(有功功率（传送到输出端的功率）和输入视在功率（线电压真有效值和线电流真有效值的乘积）的比值)，功率因数PF是最直观的。
传统的输入电容滤波电路功率因数很低（05-0.7），并且谐波含量很高。
图片1. L6561内部模块图由于使用了开关技术，功率因数矫正器（PFC）位于整流桥和滤波电容之间，从电源获取一个准正弦波电流，与线电压同步，功率因数变得非常接近1（可以超过0.99），上述的缺点得以消除。
从理论上来讲，任何开关拓扑技术都可以用来获取一个高功率因数，但是，实际应用中，升压拓扑是一种最流行的方式，因为它有以下优势：1）主要是，因为升压电路所需的元件最少，因此这种方式最便宜的。
还有： 2）由于升压电感位于整流桥和开关之间，引起的电流di/dt比较低，可以使输入产生的噪音最小化，可以减少输入EMI滤波元件。
第32卷 第1期2009年2月电子器件Chinese J ournal Of Elect ron DevicesVol.32 No.1Feb.2009A nalysis of A ctive Pow er F actor C orrector E lectronicB allast B ased on L6561and UBA2014L I Fang 2f ang ,Q I N H ui 2bi n 3,X U Ya 2x ue ,C H EN X i ao 2ni ng(S chool of Elect ronics I nf ormation ,H angz hou Dianz i Universit y ,Hangz hou 310018,China )Abstract :It int roduces an active power factor corrector (A PFC )elect ronic ballast (EB ).This elest sonic bal 2last makes use of t he IC of L6561for A PFC part ,t he IC of UBA2014for half bridge inverter and protect.We analysed t he element s and f unction of t he IC part ,explaind t he power factor (PF )fro m L6561and t he warm 2up and p rotect f unction f rom UBA2014emp hatically.At last ,t he circuit wit h t he f unctions of warm 2up and protect f unction for anomaly was given.The PF of t he EB is higher t han 0.99.K ey w ords :elect ronic ballast ;power factor ;active power factor corrector ;warm 2up ;p rotect EEACC :2570D ;8530B基于L6561和UBA2014芯片的有源功率因数电子镇流器李方芳,秦会斌3,徐亚雪,陈晓宁(杭州电子科技大学电子信息学院,杭州310018)收稿日期:2008208213基金项目:国家自然科学基金F010404作者简介:李方芳(19832),女,杭州电子科技大学在读研究生,硕士,电路与系统专业CA E 研究所,从事新型电子器件研究与应用,lifangfang0703@ ;秦会斌(19612),男,教授,博士生导师,学院院长,研究所所长,主要从事新型电子材料与器件,EMI 技术的研究工作摘 要:介绍一种有源功率因数校正(A PFC )电子镇流器,采用L6561作为A PFC 芯片,UBA2014作为半桥驱动功率MOS 2FETs 和异态保护芯片。
分析了电子镇流器芯片部分的原理和功能,重点解释了L6561电路部分的功率因数调节和UBA2014电路部分实现的预热和保护功能,给出并分析了实际电路原理图。
对5组2326W 荧光灯进行测试,电子镇流器功率因数达到0.99以上,电路具有预热措施和异常情况保护等功能。
关键词:电子镇流器;功率因数;有源功率因数校正;预热;保护中图分类号:TN 710 文献标识码:A 文章编号:100529490(2009)0120080203 在中国的镇流器市场上,传统的电感镇流器占据了大部分市场份额,但因其噪音大、频闪高、损耗高和功率因数低等致命缺点,逐渐退出市场。
交流电子镇流器具有突出的体积小、重量轻、启动电压低、无噪声、无闪烁、效率高、功率因数高等优点,适应了目前中国市场上的“节能”和“环保”两大潮流,发展势头强劲。
现在我国已有的行业标准和国际电工委员会(Internatio nal Elect ro technical Commission ,简称IEC )是一致的,即ZB K74011289《管型荧光灯用交流电子镇流器一般要求和安全要求》及Z B K74012290《管型荧光灯用交流电子镇流器的性能要求》。
但是目前国内市场上的绝大多数产品的性能与标准要求差距很大,主要表现在[1]:①电源进线电流线路功率因数太低;②很少有对荧光灯灯丝进行预热的措施;③没有对灯管出现异常情况的保护。
本有源功率因数校正电子镇流器可以解决以上三点问题。
1 设计原理交流电子镇流器是将工频(50/60Hz )交流电变换为较高频率的交流电,并能使一个或几个荧光灯正常启动和稳定工作的变换器。
交流电子镇流器的基本功能方框图如图1所示[2]。
滤波整流电路、A PFC 电路、半桥高频逆变等结构可以消除谐波,大幅度的提高系统功率因数,接近1的水平。
异态保护电路防止启动停电及短路对系图1 电子镇流器组成方框图统造成损坏,在电网电压变动时,系统仍能够正常点燃并工作,并保持高功率因数。
本文对L6561与UBA2014芯片附近的电路进行分析,对功率因数、预热和保护功能进行改进。
2 基于L6561的有源功率因素校正A PFC 电路置于桥式整流与滤波电解电容之间,实际上是一种DC 2DC 变换器。
L6561是ST 公司生产的A PFC 校正专用芯片,为一电流准连续模式(TM 模式)的A PFC 控制芯片。
L6561芯片做为功率因数校正前置调节器是因为其电感电流处于连续模式与断续模式的临界点,方便地构成宽电压输入(AC 85～265V ),低谐波含量的A PFC 电源,具有非常精确的输出过压保护可调。
基于L6561的A PFC 控制电路的作用及效果主要有[324]:①有效地抑制电源电流的波形失真,完全达到并可以远远低于L 级畸变指标要求;②将系统功率因数提高到几乎是1的水平;③输入交流电压在较大范围内波动,仍然可以获得比较稳定的直流电压,使灯管输出恒定,消除或减小了瞬态能量对电子元件的冲击,提高了电子镇流器的可靠性和安全性,同时可以保证灯管的电压和电流稳定,延长灯管使用寿命。
3 基于UBA2014的预热和保护UBA2014集成电路是驱动电子镇流器荧光灯的一个整块整合电路,制作在一块650V 的功率逻辑处理芯片中,整合高电压水平转换。
在一系列状态中,可以对两个不连续的功率MOSFETs 提供驱动作用,且具有预热和保护功能。
3.1 预热G B/T15144规定镇流器与荧光灯配套工作,在额定电源电压的90%～110%、环境温度为10～35℃时能够使灯满意地启动。
电子镇流器对灯阴极的预热时间不短于0.4s ,灯阴极预热启动同时满足开路电压、预热电流和预热时间三个方面技术要求。
此电子镇流器可在环境温度为-10～75℃时能使灯正常的启动,并满足预热要求。
采用性能良好的电子开关(MOS )预热,可提高系统性能,延长使用寿命。
3.2 保护异常状态主要是由于灯与镇流器线路脱落、灯管漏气、灯丝熔断不能启动或阴极起火花引起,并非指镇流器本身所出现的不正常状态,如果电子镇流器不采取相应的措施,会导致电子镇流器损坏。
从异常状态保护电路信号取样方式上来看,主要有幅值检测和幅值检测与相位检测相结合的方案[5]。
(1)触发状态如果灯未触发成功,电压将会增加。
当灯电压达到V lamp (max )水平时,电压将会在V lamp (max )水平校准。
如果在触发时间结束时在脚LVS 的电压高于V lamp (fail )水平,则电路停止振荡并进入低功率状态。
仅仅当供应电压处于低功率时电路将重新复位。
(2)掉电状态在正常工作状态时如果灯启动失败,则穿过灯的电压增加,超过V lamp (fail )水平,进而增加至V lamp (max )水平。
这将影响电路重新进入触发状态,其结果使得灯尝试再进入触发状态。
如果灯重新启动仍然失败,则高电压状态将持续到触发结束。
触发时间结束时电路停止振荡并且电路进入低功率模式。
4 原理图和测试结果分析本有源功率因数电子镇流器采用L6561作为A PFC 芯片,选用UBA2014作为半桥驱动功率MOSFETs 和异态保护芯片。
其系统原理图如图2所示。
在D 1～D 4(见图2)桥式整流之前的EM I 滤波器,抑制了来自电网和镇流器自身的电磁干扰,提高系统的功率因数。
图2 有源功率因素电子镇流器原理图L6561与周围元器件构成的升压型A PFC 控制电路采用双环反馈控制方法,即控制输入电流为正弦波,又保持输出电压恒定,获得高功率因数。
内环反馈是将全波整流输出直流脉冲电压通过电阻分压18第1期李方芳,秦会斌等:基于L6561和UBA2014芯片的有源功率因素电子镇流器器取样输入到PFC 控制器IC ,保证电流时刻跟踪输入电压按正弦规律变化。
外环作A PFC 变换器输出直流电压的反馈控制,直流输出电压被检测后输入到IC ,IC 输出PWM 驱动信号调节功率开关的占空比,使输出电压稳定。
采用双环控制,使该系统具有快速瞬态响应和高度的静态电压稳定性[6]。
基于UBA2014芯片与周围元器件构成的集成电路通过一个外部启动电阻控制电容C 18(见图2)的低电压供应,使得开始的启动可以完成。
在两个半桥晶体管D 9和D 10都处于非导通态时的条件下启动电路可以实现。
UBA2014芯片引起晶体管D 9和D 10分别以大约工作周期的50%交替导通。
电路在启动状态时将被重新设定。
如果低电压供应达到V DD (H ),此电路将开始震荡。
最大频率处启动之后,频率将减少直到瞬时电压值达到内部固定的预热电压水平(13脚,PCS )。
在穿越预热电压水平时,预热电流感应电路(PCS )的输出电流流入电容器C 15,频率再逐渐增加。
预热时间开始于电路开始振荡的瞬间。
在预热过程中平均电流感应电路将不工作[7,8]。
对5组2×26W 荧光灯的功率因数进行调试测试,室温,相对湿度为45%的无对流风的环境中进行,在EM I 滤波器前接入输入电源220～240V ,灯泡被点亮稳定5min 并且无闪烁现象,其输出部分并联U I2000电子镇流器综合测试仪测试功率因数,此综合测试仪可对电子镇流器的多项输入和输出特性参数进行测试,其输出结果如图3所示。
预热和保护测试中,采用控制阴极电压进行预热的方图3 2×26W 电子镇流器U I2000电子镇流器综合测试图式,预热时灯管泛红,预热时间需超过0.4s ,开路电压的波峰系数不得超过1.8才可通过;开路保护和漏气保护的时间均不能超过10s ,异常状态试验完毕,镇流器无损坏可通过,结果如表1所示。
