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移相全桥零电压开关PWM设计实现

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移相全桥零电压开关电路

移相全桥零电压开关电路

移相全桥零电压开关PWM电路图：
波形图：
原理： t0~t1时段，S1和S4都导通，直到t1时刻S1关断。

t1~t2时段：t1时刻开关
S1关断后，电容Cs1、Cs2与电感r L 、L 构成谐振回路。

谐振开始时i A U t u =)(
1 ，在谐振的过程中，0=A u ，S2VD 导通，电流Lr i 通过S2VD 续流。

t2~t3时段：t2时刻开关S2开通，由于此时其反并联二极管S2VD 正处于导通状态，因此S2开通时电压为零，开关过程中不会产生开关损耗，S2开通后电路状态不会改变，继续保持到t3时刻S4关断。

t3~t4时段：t3时刻开关S4关断后，这时变压器二次整流侧1VD 和2VD 同时导通，变压器一次和二次电压均为零，相当于短路，因此变压器一次侧Cs3、Cs4与r L 构成谐振回路。

谐振电感r L 的电流不断减小，B 点电压不断上升，直到S3的反并联二极管S3VD 导通。

这种状态维持到S3
开通。

S3开通前S3VD 导通，因此S3是在零电压的条件下开通，开通损耗为零。

t4~t5时段：S3开通后，谐振电感r L 的电流继续减小。

电感电流Lr i 下降到零后，便反向，不断增大，直到t5时刻T L Lr k I i / ，变压器二次侧整流管VD1的电流下降到零反而关断，电流L I 全部移到VD2中。

t0~t5时段正好是开关周期的一半，而在另一半开关周期t5~t0时段中，电路的工作过程与t0~t5时段完全对称。

移相控制零电压开关PWM变换器电流模式控制分析

移相控制零电压开关PWM变换器电流模式控制分析

移相控制零电压开关PWM变换器电流模式控制分析作者：郭健鹏,周鹏,李健,范梦萌,郭振东来源：《中小企业管理与科技·下旬刊》2013年第02期摘要：采用电流模式控制是移相控制零电压开关PWM变换器（PS-ZVS-PWM变换器）实现稳压源控制的模式之一。

对该控制模式进行分析研究，并提出克服电流型控制模式主要缺点的方法。

关键词：PS-ZVS-PWM变换器电流型控制分析研究1 概述电压型控制模式是传统的PWM开关稳压电源主要采用的控制模式，只对输出电压采样并作为反馈信号实现闭环控制，来稳定输出电压。

但仅采用电压方式稳压，有稳定性差，响应速度慢等缺点。

电流型控制器正是针对其缺点发展起来的。

它增加了一个电流环，很容易不受约束地得到完善的大、小信号特性和大的开环增益。

下面以PS-ZVS-PWM变换器为例来分析研究其电流模式控制。

2 电流模式控制移相控制零电压开关PWM变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容来实现零电压开关，是中大功率直-直变换场合理想的方式之一。

PS-ZVS-PWM变换器实现的稳压源的控制模式有电压模式控制和电流模式控制，下面采用电流模式控制进行分析。

电流模式控制是指在电压环内增加了一个电感电流反馈的电流内环的双闭环控制系统。

其结构框图如图1所示[1]：图1 平均电流模式控制系统结构框图①电流控制器的设计[2，3，4]，这里简单取电流反馈系数Kif=1，（S）对输出的传递函数Gid（S）带入参数如式：G（S）= =（1）则电流内环的控制对象为2Gid（S）。

控制目标是把内环变为一个快速跟随环节，电流环节开环BODE图如图2所示：电流控制器采用PI调节器。

将PI调节器具体整定为：GACR（S）= （2）调整后的电流内环的开环传递函数的BODE图如图3所示，其截止频率为1.26e4rad/sec，相角裕量为78.5deg；幅值裕量为inf。

②电压外环控制器的设计[2，3，4]，电流内环有很好的跟随性，因此在设计电压外环时可以把电流内环视为一个比例环节。

移相全桥软开关工作原理解析

移相全桥软开关工作原理解析

ZVZCS移相全桥软开关工作原理(1)主电路拓扑本设计采用zvzcs PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路得方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂得零电压开关(ZVS)与滞后桥臂得零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3、6所示。

图3、6全桥ZVZCS电路拓扑当、导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容充电。

当关断时，电源对充电，通过变压器初级绕组放电。

由于得存在,为零电压关断，此时变压器漏感与输岀滤波电感串联，共同提供能虽:,由于得存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于,加速了得放电，为得零电压开通提供条件。

当放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段，开通，由于漏感两边电流不能突变,所以为零电流关断，为零电流开通。

(2)主电路工作过程分析I?】半个周期内将全桥变换器得工作状态分为8种模式。

①模式1、导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝位电容充电。

输岀滤波电感与漏感相比较大,视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3、7所示。

(a)简化图(b)等效图图3、7模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程:(3-3)(3-4)(3-5)由(3-3)式得：(3— 6 )将(3-6 )式代入(3-5)式得：(3-7)将(3-7)式代入(3-4)式得：(3-8)解微分方程：(3-9)其初始条件为：；(3-10)代入方程解得：(3-11)(3-12)(3-13)(其中)②模式2当时，达到最大值，此时〃;二极管关断，输岀侧电流流经、、、、与次级绕组,简化电路如图3、8所示。

此时满足一八③模式3S 1关断，原边电流从S1转移至C1与C 2 ,C1充电,C 2放电,简化电路如图3、9所示。

由于C1得存在,S1就是零电压关断。

变压器原边漏感与输出滤波电感串联，共同提供能量, 变压器原边电压与整流桥输出电压以相同得斜率线性下降，满足:。

一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM变换器

一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM变换器

2010年3月电工技术学报Vol.25 No. 3 第25卷第3期TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Mar. 2010一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM变换器张欣陈武阮新波（南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室南京 210016）摘要提出了一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关(Zero-Voltage-Switching, ZVS) PWM 变换器，它在传统全桥变换器的基础上加入了由电感和开关管构成的辅助网络，从而可以在宽电压输入和全负载范围内实现一次侧开关管的ZVS。

和传统的ZVS技术相比，该变换器实现滞后桥臂ZVS的辅助能量是受负载电流控制的：辅助电感的电流值随着负载电流值的变化而变化，使得变换器在全负载范围内不但实现了滞后桥臂ZVS，还明显减小了辅助网络的导通损耗，优化了电路效率。

本文阐述了电路的工作原理，详细地讨论了辅助网络的参数设计，并通过一台1kW/54V，100kHz的样机进行了实验验证。

关键词：全桥变换器 软开关 零电压开关 辅助电感中图分类号：TM46A Novel ZVS PWM Phase-Shifted Full-Bridge ConverterWith Controlled Auxiliary CircuitZhang Xin Chen Wu Ruan Xinbo(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing210016China) Abstract A novel PWM phase-shifted full-bridge converter with controlled auxiliary circuit is proposed featuring zero-voltage-switching (ZVS) of active switches over a wide range of input voltage and output load. In contrast to conventional techniques, the current through the auxiliary inductor of the proposed converter is controlled by the load current. Therefore, the ZVS operation over the wide conversion range is achieved without significantly increasing full-load conduction loss. The principle of the operation is described and the consideration in the design of auxiliary circuit are discussed.Performance of the proposed converter is verified with experiment results on 1kW, 100 kHz full-bridge converter.Keywords：Full-bridge converter, soft-switching, zero-voltage-switching, auxiliary inductor1引言目前很多行业标准（如“能源之星”标准）都从节能的角度对变换器效率提出了严格的要求，希望变换器在整个负载范围内，尤其是在轻载时仍可以高效工作[1]。

全桥移相ZVS-PWM电路

全桥移相ZVS-PWM电路
改进型全桥移相 ZVS-PWM DC/DC 变换器
摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相 ZVS－ PWMDC/DC 变换器。在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电 压开关的条件，并将其应用于一台 48V/6V 的 DC/DC 变换器。
关键词：全桥 DC/DC 变换器；零电压开关；死区时间
引言 移相控制的全桥 PWM 变换器是在中大功率 DC/DC 变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相 PWM 控制方式利用开关管的
结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声， 减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了 电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感 Ls，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是，采
用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这 将会导致：
1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗； 2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力； 3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。 改进型全桥移相 ZVS PWMDC/DC 变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路， 使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥 PWM 变 换器中，超前臂 ZVS 的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的 开关过程及其实现 ZVS 的条件。 1 改进型全桥移相 ZVS-PWMDC/DC 变换器 1.1 电路拓扑 图 1 所示是一种改进型全桥移相 ZVS PWMDC/DC 变换器，与基本的全桥移相 PWM 变换器相比，它只在滞后臂增加了由电 感 Lrx 及电容 Crx 两个元件组成的一个辅助支路。 在由 Lrx 及 Crx 组成的辅助谐振支路中，电容 Crx 足够大，其上电压 VCrx 应满足

移相全桥零电压PWM软开关电路的研究

移相全桥零电压PWM软开关电路的研究

略大于开关管自身的寄生电容可减小管子之间的差
异。 实际中，可根据实验波形对其进行调整。 计算得
Llk=7.2 μH，实际取10～20 μH。 由于 要 兼 顾 轻 载 和 重 载，同 时 电 感 在 超 前 臂 谐 振 和 续 流 时 有 能 量 损 失 ，故
实际中取值较计算值略大为宜。
5 整机最大占空比合理性计算
第 43 卷第 1 期 2009 年 1 月
电力电子技术 Power Electronics
移相全桥零电压 PWM 软开关电路的研究
胡红林， 李春华， 邵 波 （黑龙江科技学院， 黑龙江 哈尔滨 150027）
Vol.43 No.1 January，2009
摘要:介绍了移相全桥零电压 PWM 软开关电路的组成及工作原理，从时域上详细分析了软开关的工作过程，阐述了
在开关电源中具有谐振开关和 PWM 控制特点 的移相全桥零 电 压 PWM 变 换 器 得 到 了 广 泛 应 用 ， 该 类 变 换 器 实 现 了 零 电 压 开 关 （ZVS），减 小 了 开 关 损耗，提高了电源系统的稳定性。 同时，电源可在较 高的开关频率下工作，因而大大减小了无源器件的 体积。 但移相全桥 ZVS 电路存在对谐振电感和电容 的合理选择及占空比丢失的问题，这就要求 ZVS 软 开关有一个合理的最大占空比。
实现 VQ1 零电压关断需要有：
uC1=
iCb 2C1
td1=
is 2nC1
td1≥Uin
（6）
式中：td1 为 VQ1，VQ3 死区时间；n 为变比。
要在全范围内实现超前臂的零电压开通， 必须
以 最 小 输 出 电 流 Iomin 和 最 大 输 入 电 压 Uinmax 来 选 取 C1，C3，即 C1=C3≤Iomintd1/（2nUinmax）。 4.2 串联电感的取值及滞后臂并联电容的选取

一种新的移相全桥零电压开关PWM变换器


Ｋｅ ｒ ｓ ｈ ｓ－ｈｆ ｕｌ ｒｄ ｅｃ ｎ ｅｔｒ ｉｃ ｌｔ ｇｃ ｒｅ ｔｗｏ ｄ ：ｐ ａ ｅｓ ｉｔｆｌ ｂ ｉｇ ｏ ｖ ｒｅ ；ｃｒ ｕａｉ ｕ ｒｎ ；ｚ ｒ ｏｔｇ ｗｉ ｉｇ ｕｙ ｃ ｃｅｌＳ ｎ ｃ
ｉ ｎ ｅ ｔ ｎ ｅ ｏ ｄ ｃ ｎ ｂ ｃ ｉｖ ｄ ｂｙ ｐ ｏ ｉ ｉ ｇ ｅ ｅ ｇ ｏ ＶＳ ａ ｃ ｒ ｉ ｇ ｔ ｈ ｏ ｄ ｌ ｖ ｌ ｗｈ ｒ ａ ｈ ｒ ｓ ａ ｓ ｒｏ ｓ ｎ ａ ｘ ｅ ｄ ｄ ｌａ ａ ｅ ａ ｈ ｅ ｅ ｒ ｖ ｄ ｎ ｎ ｒ ｙ ｆ ｒ Ｚ ｃ ｏ ｄ ｎ Ｏ ｔ ｅ ｌ ａ ｅ ｅ ， ｅ ｅ ｓ ｔ ｅ ｅ ｉ ｅ ｉ ｕ ｃｒ ｕ ａ ｉ ｇ ｃ ｒ ｅ ｔｐ ｏ ｌｍ ｎ ｔ ｅ ｃｒ ｕ ｔ ｉｃ ｌｔｎ ｕ ｒ ｎ ｒ ｂ ｅ ｉ ｈ ｉ ｉ．Ｔｈ ｒ ｐ ｓ ｄ ｔ ｐ ｌ ｇ ｈ ｓｐ ｐ ｒｒ ｄ ｃ ｓ ｔ ｅ ｃｒ ｕｌｔ ｇ ｌ ｓ ｆｅ ｔ ｅｙ ｂ ｃ ｅ ｐ ｏ ｏ ｅ ｏ ｏ ｏ ｙ ｉ ｔ ｉ ａ ｅ ｅ ｕ ｅ ｈ ｉ ｎ ｃ ａ ｉ ｏ ｓｅ ｆ ｃ ｉ ｌ ｙ ｎ ｖ
载 范 围 内 实现 所 有 开 关 器件 的零 电压 开 关和 减 少 占空 比 丢 失 ， 电路 中存 在 严 重 的 环 流 问 题 。文 中提 出新 的 拓 扑 结 构 通 但 过 增 加 一 个 双 向开 关和 相 应 的驱 动 电路 ， 效 地 减 少 了环 流 带来 的损 耗 。 实例 分析 和仿 真验 证 了这 种 拓 扑 的 优 点 。 有
１ 概
述
不仅 减少 了 占空 比丢 失和抑 制 了输 出整 流管上 的 电压
尖 峰和 电压 振荡 ， 能 在更 宽 的负 载 范 围 内实 现 所 有 且 开 关管 的 Ｚ 。文献 １ 出 了一 种新 的移 相全 桥 变 ＶＳ ０提 换 器拓 扑结 构 （ 如图 １ 。该 拓 扑结 构解 决 了硬开 关 全 ） 桥 电路输 出整 流 管 上 存 在 电压 尖 峰 和 电压 振 荡 的 问 题， 减少 了 占空 比丢失 ， 在全 负载 范 围内实 现所有 开 能 关 器件 的 Ｚ ， 能根 据 负 载情 况 自动调 节 南辅 助 电 ＶＳ 并

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。

如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。

主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。

采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。

电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。

图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。

通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。

由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。

当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。

移相控制零电压开关PWM变换器电流模式控制分析


例环 节 。由于 电流 反馈 系数 Ｋ １ ， 一 次 电流环 节 的 比例 增
示 【 １ 】 ．
图 ２ 电流 模 式 控 制 的 电 流 环节 开环 Ｂ ＯＤ Ｅ图
口 帅
Ｇ ｒ ｎ ＝ ， ｍ赫７ ８ Ｓ 蛔 （ ａ ｔ ’ 捌专 ． ｏ ｏ 啐糟曲 躲）
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图１ 平均 电流 模 式 控 制 系统 结构 框 图
① 电流控制器 的设计【 ２ Ｉ 。 一 ， 这里简单取 电流反馈系数 蓥
感和 功率 管 的寄 生 电容 来 实现零 电压 开 关 ， 是 中大功 率直 直变换 场 合理想 的 方式 之一。Ｐ Ｓ — ｚ ＼ ／ Ｓ — Ｐ Ｗ Ｍ 变换 器 实
一
１ 日 哺 ｔ ｍ曲 ・ 哪
现 的稳压 源的控 制模 式 有 电压模 式 控制 和 电流模 式 控制 ， 营 一 鼍Ｉ Ｉ ｝ ｐ 孽基 （ 踟ｐ ） ｍ 蒋墨 下 面采 用 电流模 式控 制进 行 分析。 电流 模 式控 制 是 指在 电压 环 内增 加 了一个 电感 电流 反 馈 的 电流 内环 的双 闭环控 制系统 。 其结 构框 图如 图 １所
Ｋ １ ， ａ （ Ｓ ） 对输出 Ｉ Ｌ 的传递函数 Ｇ （ Ｓ ） 带入参数如式：
§
Ｇ ｉ （ ｓ ） ＝
Ｉ
Ｉ ：
ｆ １ ＼
一
Ｆ ｒ ｅ ｑ ｕ ｅｎ ｃ ｙ抽 ＇
ａ （ Ｓ ）
９ ０ （ ２ ． ４ ｅ － ３ ｓ ＋ １ ／ ０ ． ９ ６）
参考文献 ：
【 １ 】 周宝 利 ， 高艳 新 ， 林桂荣 ， 付 亚文 ． 嫁 接 茄 子 抗 病 性 与 电 导 菜， １ ９ ９ ７ （ ０ ２ ） ． 【 ５ １ 周宝 利 ， 林桂荣 ， 付亚文， 李振洲． 嫁 接 茄 子 防 病 增 产 效 果 初 步 率、 脯 氮 酸 含 量 及 苯 丙 氨 酸 解 氨 酶 活 性 的 关 系 ． 园艺学 报 ， １ ９ ９ ８ 研究【 Ｊ 】 ． 辽 宁 农业 科 学 ， １ ９ ９ ７ （ ０ １ ） ．

一种新的移相全桥零电压开关PWM变换器

一种新的移相全桥零电压开关PWM变换器
杨幼松;申群太
【期刊名称】《通信电源技术》
【年(卷),期】2010(027)001
【摘要】对于移相全桥零电压开关PWM变换器,在全负载范围内实现所有开关器件零电压开关和减少占空比丢失之间是矛盾的.如果在电路中增加一个辅助电路,根据负载情况在续流期间为滞后桥臂的零电压开关提供能量,能在全负载范围内实现所有开关器件的零电压开关和减少占空比丢失,但电路中存在严重的环流问题.文中提出新的拓扑结构通过增加一个双向开关和相应的驱动电路,有效地减少了环流带来的损耗.实例分析和仿真验证了这种拓扑的优点.
【总页数】4页(P1-3,14)
【作者】杨幼松;申群太
【作者单位】中南大学信息科学与工程学院,湖南,长沙,410083;中南大学信息科学与工程学院,湖南,长沙,410083
【正文语种】中文
【中图分类】TN86;TM46
【相关文献】
1.一种带辅助支路的移相全桥零电压PWM变换器 [J], 张恩利;夏峥;侯振义;余侃民
2.一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM变换器 [J], 张欣;陈武;阮新波
3.带饱和电感的移相全桥零电压开关PWM变换器 [J], 李剑;康勇;孟宇;陈坚
4.一种宽范围零电压开关移相全桥变换器的研究 [J], 陈桂涛;郭辉;孙强
5.新型移相全桥零电压开关PWM变换器 [J], 刘松斌;费跃;段志伟
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移相全桥软开关变换电路是通过控制两桥臂对角开关管驱动脉冲的移相角度，来调节输出电压的大小。两桥臂的对角开关管驱动脉冲相差一个移相角，同一桥臂上下开关管成180度互补导通并且没有死区。利用功率开关管上的寄生电容和高频变压器的漏感来实现谐振，以错过在大电压和大电流下的硬开关状态，有效克服了在感性关断下的电压尖峰和容性开通时的电流尖峰。因此在大功率变换场合，移相全桥软开关变换器得到了广泛应用。
图2-2 t0～t1时刻等效电路图
时段： 时刻开关 关断后，电容 、 与电感 、 构成谐振回路，等效电路如图 2-3所示。在这个时段里，变压器原边谐振电感 和滤波电感 是串联的，而且 很大，因此可以认为原边电流 近似不变，类似于一个恒流源，其大小为 。 上电压线性增加， 上电压线性下降，即 不断下降，直到 ， 的体二极管导通，电流 通过 的体二极管续流。
图2-6 t3～t4时刻等效电路图
时段： 开通后， 的电流继续减小，等效电路如图 2-7所示。 下降到零后反向增大，此时原边电流的表达式为：
(2-4)
图2-7 t4～t5时刻等效电路图
时刻 ，变压器二次侧 、 的电流下降到零而关断，电流 全部转移到 、 中，等效电路如图2-8所示。在此时间段内，尽管变压器原边有电压波形，但没有提供负载电流，即成为占空比丢失状态。
2 移相全桥电路的工作原理[2]
移相全桥零电压开关 PWM 电路原理图如图 2-1所示。 为输入直流电压。 为功率 MOSFET，并联的二极管为 MOSFET 内部寄生二极管， 为 MOSFET 的输出结电容。 为谐振电感。变压器输出采用全桥整流，经 滤波输出直流电压 。 为输出负载。
图2-1 移相全桥电路原理图
(2-1)
(2-2)
当 的电压下降至零， 的反并联二极管自然导通，该模态所用的时间为： （2-3）
图2-3 t1～t2时刻等效电路图
时段：t2时刻开关 开通，由于此时其反并联二极管 正处于导通状态，因此 为零电压开通。等效电路如图 2-4所示。此时， 的电压被钳为到 0 V。原边谐振电感的电流通过 、 、变压器原边进行环流状态。由于回路内阻消耗，电流值稍有下降。
4）互为对角的两对开关管 和 ， 的波形比 超前 时间，而 的波形比 超前 时间，因此称 和 为超前桥臂，而称 和 为滞后桥臂。
5）开关管 、 的驱动波形相位是固定不变的，开关管 、 的驱动波形相位是可调的。变换器通过调节超前桥臂 的驱动波形相位，即调节有效占空比，来控制变换器的输出电压。
6）有开关管 或 同时导通时，变压器才向副边输送功率。其余时间段电路处在续流或关断状态。
Keywords:phase-shifted full-bridge；zero-voltage；DSP
1 引言
1.1 移相全桥软开关研究背景及现状[1]
随着电力电子技术的飞速发展，电子设备与人们的关系越来越密切，可靠的电子设备都离不开可靠的电源。进入20世纪90年代以后，开关电源相继进入了电子、电气设备等领域，通信电源、电子检测电源等都已经广泛采用开关源，从而在很大程度上对开关电源的技术的发展起到了很好的推动作用。开关电源是采用电力电子技术，通过控制开关管的通断，来达到变换输入和输出能量关系的一种电源。
图2-8 ｔ5时刻等效电路图
时段：变压器输出能量，等效电路如图 2-9所示。
图2-9 t5～t6时刻等效电路图
到此时段为止，电路完成了半个工作周期的工作过程。下半个工作周期的变换过程与前面阐述的过程基本相同，在此不再叙述了。
2.3 软开关实现的条件
互为对角开关的关断时间错开是实现软开关的必要条件。在前述讨论中我们可以看出，移相控制可以满足这个要求。按照一般的定义，如果某一桥臂的开关首先关断，则称此桥臂为超前桥臂，另一桥臂则称之为滞后桥臂。
励磁能量> (2-5)
式中: 是考虑 MOSFET 输出电容非线性的等效电容值， 为变压器绕组分布电容。由式（2-5）可见，实现 ZVS 的电感能量包括： 和励磁能量，相当大，故即使轻载下超前桥臂较容易满足 ZVS 条件。
2) 滞后桥臂 ZVS 条件分析
、 相互转换时，变压器副边处于续流阶段。参与谐振的电感只有原边的谐振电感，所以根据ZVS 条件：电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量，应有：
2.1 电路工作状态及特点
1）同硬开关全桥电路相比，仅增加了一个谐振电感，就使 PWM 调制方式。
3）每个开关管的导通占空比为小于但接近50%，固定不变。为了防止直通，同一个桥臂的两个开关管互补导通。同时设置了一定安全范围的死区，即同时处于关断状态的时间间隔。
(2-6)
由式（2-6）可见，实现 ZVS 主要靠原边电感储能，轻载时不够大。因此滞后桥臂不易满足 ZVS 条件。
3 DSP结构功能
数字信号处理器DSP是一种具有特殊结构的微处理器，与普通的单片机相比，它的一些独有的特点非常适合进行数字信号处理。
3.1 DSP适合与数字信号处理的特点[6]
1)改进的哈佛结构
1.2 本文要做的工作
1）本文首先对移相全桥ZVS变换器的拓扑结构、工作原理等电路性能进行了系统的分析，得出了移相全桥ZVS变换器电路的独特优点。并分析了移相全桥ZVS变换器实现PWM控制的各种控制策略。
2)控制电路的设计采用TI公司的高性能数字信号处理器TMS320F28027系列DSP作为控制器,通过软件编程来实现而提出的控制策略，并和一些数字逻辑电路一起产生移相全桥变换器的移相PWM控制电路。
2.2 电路的运行模式分析
分析时假设：
1) 所有功率 MOSFET 开关管均为理想，忽略正向压降及开关时间；
2) 四个开关管的输出电容相等，即 = , ＝1，2，3，4， 为常数；
3) 忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻。
2.2.1 工作过程分析
时段： 与 导通，电容 ( =2,3)被输入电源充电。变压器原边电压 。 功率由变压器原边输送到负载。此状态原、副边的电流回路如图 2-2所示。直到 时刻 关断。此时原边电流增长到最大值 。
计算机总线结构分两种。一种是冯·诺依曼结构，其特点是程序和数据共用一个存储空间，统一编址依靠指令计数器提供的地址来区分是指令还是数据地址。由于对数据和程序进行分时读写，速度较慢，虽然半导体工艺的发展可弥补这一缺点，但这一结构不适合进行具有高度实时要求的数字信号处理。另外一种是哈佛结构，其主要特点是程序和数据具有独立的存储空间，有各自独立的程序和数据线；
题目
移相全桥零电压开关PWM设计实现
摘 要
移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。
软开关技术是20世纪80年代初由李泽元教授直接提出的，并应用于DC-DC变换中，由于它具有减少变换器的开关损耗，降低电磁干扰等特点，所以在各种电力电子变换器中得到了广泛的应用。全桥变换电路拓扑是DC-DC变换器中比较常见的拓扑之一，在中大功率场合中得到广泛应用。全桥拓扑电路的主要优点在于开关器件可以承受的电压和电流的应力较小，高频变压器的变换效率较高，开关频率固定等。全桥拓扑电路根据其输入的方式可以分为电压型和电流型这两种，其中电压型DC-DC全桥拓扑是在Buck的基础上衍生出来的，因此也成为全桥Buck变换器。移相全桥电路的移相控制方式的实质上是谐振变换技术和PWM变换技术的结合，利用功率开关管上的寄生电容和高频变压器的漏感作为谐振元件，实现移相全桥电路的四个功率开关管在零电压情况下开通，实现了恒频软开关技术。
通过上述分析可知，不管是超前桥臂还是滞后桥臂的开关管转换时，都形成了谐振回路。谐振时，参与谐振的电感释放储能，使谐振电容电压下降到零，从而实现 ZVS。所以 ZVS 条件为：电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量。
1）超前臂ZVS条件分析
、 相互转换时，变压器处于能量传送阶段。原边电流 ，滤波电感 很大，可看作是恒流负载。原边等效电感 所以根据 ZVS 条件，电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量，应有：
关键词：移相全桥；零电压；DSP
Phase-shiftedFull-bridgeZero-voltageSwitchingPWMDesign andImplementation
ABSTRACT
Phase-shiftedfull-bridge circuithastheadvantagesofsimple structure,easy toconstant frequencycontroland high-frequencyresonant circuitconstitutedbytheleakage inductanceofthetransformerandthe parasitic capacitanceofthepower switching devices,toreducethestressoftheswitching devices,switchingloss is reduced,whichwidely used inhigh-poweroccasion.In recent years, withthedevelopment of microprocessor technology, a variety ofmicrocontrollers anddigitalsignalprocessorcost performancecontinues to improve, the use ofdigital controlhas becomethe development trendofthelargeandmedium-sizedpowerswitching power supply.Relative toachieveanalogcontrol, digitalcontrolhas many advantages.The design usesDSP ,the TI company TMS320F28027 series ofhigh-speed digital signal processor,asthecontroller.The modulethrough the samplingphase-shiftedfull-bridgezero-voltageDC-DC converteroutput voltage, inputvoltage and outputcurrent,obtainedthrough real-timecalculation ofphase-shiftedPWM signalphase-shiftedfull-bridgezero-voltageDC-DCconversion, and thenafterthedrive circuitthefourswitchcontrol purposes.Theexperiments show thatthis control strategyis feasible,andthecontrol modulecanachievethe proposed control strategy.