6.5 开关电源环路稳定的试验方法
前面频率特性分析方法是以元器件小信号参数为基础，同时在线性范围内，似乎很准确。但有时很难做到，例如电解电容ESR 不准确且随温度和频率变化；电感磁芯磁导率不是常数，还有由于分布参数或工艺限制，电路存在分布参数等等，使得分析结果不可能完全吻合，有时甚至相差甚远。分析方法只是作为实际调试的参考和指导。因此，在有条件的情况下，直接通过测量运算放大器以外的环路的频率响应，根据6.4节的理论分析，利用测得的频率特性选择Venable 误差放大器类型，对环路补偿，并通过试验检查补偿结果，应当说这是最直接和最可靠设计方法。采用这个方法，你可以在一个星期之内将你的电源闭环调好。前提条件是你应当有一台网络分析仪。
6.5.1 如何开环测试响应
桥式、半桥、推挽、正激以及Buck 变换器都有一个LC 滤波电路，输出功率电路对系统性能影响最大。为了讨论方便，以图6.31为例来说明测试方法，重画为图 6.48(a)。电路参数为：输入电压115V ，输出电压为5V ，如前所述，滤波电感和电容分别为L =15μH ，C =2600μF ，PWM 控制器采用UC1524,它的锯齿波幅值为3V ，只用两路脉冲中的一路，最大占空比为0.5。为了测量小信号频率特性，变换器必须工作在实际工作点：额定输出电压、占空比和给定的负载电流。
从前面分析知道，如果把开关电源看着放大器，放大器的输入就是参考电压。从反馈放大器电路拓扑来说，开关电源的闭环是一个以参考电压为输入的电压串联负反馈电路。输入电源的变化和/或负载变化是外界对反馈控制环路的扰动信号。取样电路是一个电阻网络的分压器，分压比就是反馈系数，一般是固定的（R2/(R1+R2)）。参考电压（相应于放大器的输入电压）稳定不变，即变化量为零，输出电压也不变(5V)。 如上所述，所有三种误差放大器都有一个原点极点。在低频闭环时，由于原点极点增益随频率减少而增高（即在反馈回路电容）在很低频率，有一个最大增益，由误差放大器开环
增益决定。直流增益很高，这意味着直流电压
仅有极小误差（相对于参考电压）。例如，误差放大器在很低频率增益可能达到80dB 或更高，因为80dB 即10000倍，迫使输出检测电压接近参考电压，误差仅万分之一，即0.01%。这当然远优于一般参考电压的精度，因而通常输出电压的误差由参考电压的误差决定。
为保证电源在任何干扰下输出稳定，我们将测试除误差放大器以外的开关电源的环路频率特性，来判断闭环穿越频率、放大器需要的增益以及需要补偿的相位，以此选择误差放大器类型。
为了开环测量误差放大器以外的环路增益，你可以利用控制芯片中的误差放大器。将误差放大器接成跟随器，利用跟随器输入阻抗高的特点，在输入端将测试的扫频信号和决定直流工作点的偏置电压求和Σ。直流工作点的偏置电压是一个可调直流电源（调节工作点）和一个交流扫频交流信号叠加一起送入跟随器。调节可调直流电压，输出电压随之变化。可调电压增大输出电压也增大。调节可调直流电压，使输出电压和负载达到规定的测试条件（输入电压最大和最小，负载满载和轻载），然后测试分压器输出AC out 和扫频信号输出AC in 的交流信号的幅值和相位，就得到相似于图6.36的除放大器以外的增益特性G t （AC out /AC in ）。。应当注意，我们正在研究的是电源的小信号响应，是在一定工作点附近的线性特性，所以测试应当在实际工作点（在规定的输出电压和负载以及规定的输入电源电压）进行。即输出如果是5V ，就应当将输出精确调节到5V ，而不是3V 或10V 。一定要调节可调电源精密调整到额定输出相差mV 级以内，再进行开环测试。
图 6.48 正激变换器环路增益测试
测量开始前，应当确定变换器输出端确实接有规定负载(最大或最小负载)。开始测量时，应当从零缓慢增加直流电压，直到输出达到额定输出电压。因为是开环，如果先调节输出电压到额定值，再调节负载电阻，要是你忘记了接负载电阻，变换器空载或负载电阻很大，输出电压有可能过高而造成输出电容击穿。
请注意，高增益功率级对可调直流电压十分敏感，用普通的实验室直流电源可能很难精确调节到你所需要的电压。在这种情况下，你应尽量调节到实际输出电压5%以内。实在不行，你得买或做一台可调节到mV 以内的精密电压源。还应当注意有些PWM 芯片有失调电压，电压达到大约1V 占空度仍然为零。
有了这个频率特性，就可以根据 6.4节的方法选择误差放大器类型。根据开关频率和稳定性判据设定零点和极点位置
6.5.2 交、直流信号叠加电路
交流与直流求和电路有变压器法和混合法两种。 变压器求和 图 6.49所示电路为变压器求和法。因为同相输入放大器输入阻抗极高，调节的直流电源提供的电流可以忽略，不会对变压器造成磁偏；交流扫频信号从变压器初级输入，接在次级的50Ω电阻提供叠加的交流信号。变压器次级线圈将直流信号短路，不影响直流电压调节。变压器将交流信号源与直流源隔离。特别是测量高电压电源特性时，变压器隔离是很重要的。
要小心设计求和变压器，变压器应具有很宽的带宽：即很低的频率不能饱和，而很高的频率不能有很大的寄生电容。
混合法
由于变压器法低频磁饱和而不可能工作在任意低频。另一个注入扫频信号的方法是混合法（图
6.50）。这是一个同相放大器，在放大器的同相输入端不管直流还是交流都是注入信号的1/2，因此对可调直流和扫频注入信号都是1:1放大。而运算放大器则应当选择恰当带宽的器件，应可工作到很高频率。 在你采用混合器之前，用网络分析仪小心测量运算放大器的响应，特别是相位移。某些高增益带宽的运算放大器具有较大的相移，而有些运放则没有，但在手册中并不能得到这些信息。不要忘记在运放的电源上并联一个100nF 的电容，避免直流电源内阻抗对测量影响。在高频测量时，要注意高频信号的接入，并且输出和输入应用BNC 插头。 混合法主要缺点是：1)为了将混合器插入环路，在PCB 上你必须焊开一个元件，并且2)环路工作时的输出电压不能大于
运放的供电电压。
6.5.3 如何闭环测量变换器环路响应
从以上分析可知，开环测试环路（除误差放大器以
外）增益必须在工作点进行，要达到补偿后在任何工作状
态下都稳定，所以必须测试4种前情况：
最大和最小输入电网电压；最大和最小输出负载。开
环特性随这些情况变化而变化，才能保证补偿后闭环响应
在四种情况下都稳定。
从开环测量可以看到，在四种情况下，都要调整精密
电源和精确测量非常费时费事。同时，要是控制芯片上误
差放大器的同相输出端不引出（8脚PWM 芯片内部参考
电压直接接到误差放大器同相输入端）时，就不能直接将
误差放大器接成跟随器，测试就无法进行。而且，每测试
一种情况，就要调试一次工作点，十分麻烦。因此，在试
验室可用闭环进行测试。
in
图6.49 注入扫频信号的变压器法 可调直流电源 10k
10k 100nF +
D 3
电路在闭环时，不需要外加可调稳压电源调节工作点，电路可以闭环调节自动稳压。但是，误差放大器如果补偿网路处于开环工作，电路振荡，无法进行相应测试。所以必须采取有效措施避免振荡，又能有正确的工作点，通常将误差放大器做成Ⅰ类Venable 放大器，如图6.51所示。
我们知道，在相当低频率时，直流电源环路增益总是固定的，同时附加相位移为0：如果你调节一个确定的占空比，你就可以得到对应的输出电压，占空比增加，输出电压就增加。这意味着变换器总有一个稳定工作的足够低的带宽的负反馈系统。如采用Ⅰ型放大器，只有一个原点极点。如果将此极点频率远低于滤波器谐振频率，放大器环路幅频特性以－20dB/dec 穿越0dB ，附加相移为90°，闭环是不会振荡的。
我们以图 6.52来说明这个方法。对于Ⅰ型放大器，一个原点极点： RC f p π210=
假定用一个大电容1μF 补偿的正激变换器的闭环，并使得 f p 0=200Hz 。测量得到图6.52中曲线2是含有误差放大器的响应曲线。穿越频率f c 0= f p 0,相位移小于135°,系统是稳定的，且带宽为200Hz 。但这不是我们感兴趣的。闭环正是获得开环特性的一种策略。实际带有f p 0=200Hz 的误差放大器特性如图中曲线1。如果将曲线2减去曲线1可以获得曲线3,这就是去除误差放大器以外的频率特性。 实际上只要得到的测量波特图，就可以设计误差放大器。根据f c 0=(1/4~1/5) f s 选择穿越频率。实际开关频率为100kHz ，选择f c 0=20kHz 穿越，比200Hz 高100倍， 即将电容减少f c 0/ f p 0＝100倍。因要求的穿越频率是测量曲线穿越频率100倍，增益提升40dB,即在20kHz 将曲线2的-80dB 提升到曲线3的-40dB ，这就是误差放大器需要补偿的增益约40dB ，即102。相频特性没有变化，对应20kHz 环路相移为186°，因此环路不稳定。就是除误差放大器以外的相移为186－90=96°，不能采用Ⅰ型放大器，而应采用Ⅱ型放大器。 Ⅱ型放大器的水平增益为40dB 。根据总相位裕度为135°，因此，误差放大器最大相移为135-96=39°。根据表6.1可以看到，只要选择k =3(相位
滞后36°)就可以了。这个方法给出的结果几乎与计
算一致。
注意：有时功率级的增益很低，同时如果要将环路补偿到高频，用这个方法在足够低于噪声频率（即-60dB ）测量的增益。在这样情况下，可以将1μF 电容减少到100nF ，这样增益增加20dB 。
但是，测试环路增益要使用昂贵的网络分析仪，这是一般小型企业做不到的。
在任何情况下，大信号带宽始终小于或等于小信号带宽，因为在变换器的闭环运行进入非线性之前首先小信号响应，并由小信号带宽决定。因此，有时将大信号响应的非线性环路完全分离出去：然后必须决定当每个环路工作时，在它们之间如何避免干扰等等。如有可能，环路应当避免大信号工作。
例：
将 1.2V 电源带宽设计得很宽，同时测量闭环响应有45°相位裕度。遗憾的是当负载阶跃变化时，系统开始振荡：运放没有足够的增益带宽和摆率，很多时间试图达到稳定值，首先达到正电压，然后又掉到地电位，这样来回摆动。要消除这个振荡，更换一个相同管脚排列的高增益带宽的运放（高摆率）。 6.5.4 电流型控制
(a)
φ1 10 102 103 104 f 0
-45
-90
-135
-180 -225 (b)
图6.52 闭环特性测试结果
理论
电流型与电压型控制差别在于：电流型控制是两个反馈控制环路，一个控制电感电流，一个是控制电容（输出）电压（图6.53）。 此系统控制理论不同于电压型控制系统。但是，我们注意到电流控制型变换器高频响应的研究只是在近几年。 从实际观点出发，用第二个内环的理由是控制电感电流消除电感对输出功率级传递函数的影响。这是因为功率级传递函数已经包含了电流环，所以，电感的影响被控制它的环路所吸收，并不会出现在环路内。因而，不必担心网络谐振，并且高频仅有单极点（输出电容），所以，相
移为90°而不是180°。这使得电流型比电压型更容易控制，电流型控制变换器有可能得到宽的带宽。
电流型控制的限制
在电流型控制中通常用一个电阻（或一个互感器和一个电阻）检测电流，并送到PWM 芯片中。但是，随着负载电流的减少，此信号的幅值自然减少。如果负载小到电流信号可以忽略时，电流反馈环不影响系统，于是，在轻载时电流型控制变成电压型控制。
所以，如果你给变换器在最大负载很宽带宽，你需要小心检查最小负载时额外（电感）的极点在带宽内，并引起不稳定。由于这个原因，变换器的功率级轻载带宽少于重载带宽。
从实际观点，如果负载变化范围是10：1的话，你不必在整个工作范围用电流型控制。
斜率补偿
当电流型控制变换器占空度超过50%时，除非加斜率补偿，变换器将震荡在开关频率的次谐波上，实际是一半开关频率。问题的根源是这样的，当电流达到某一定电平（由误差放大器输出设定）使开关关断。如果占空度超过50%，电感电流斜坡上升时间大于周期的50%。很明显，这意味着电感斜坡要以小于周期50%下降，此较小的时间意味着电感电流不能在下一周期开始时间回到它稳态初始值，所以，下一周期电流开始关断太高。因此，在此下一个周期电感电流达到截止电平提前，关断提前。实际关断时间少于50%占空度。但截止时间拉长（>50%），并因此下一个周期开始的电流太低，引起占空度大于50%，如此等等，在过流与欠流之间振荡，这些次谐波振荡在文献中得到明确的证明。 用一个固定的斜坡加到电流信号上的斜坡补偿基本上解决了这个问题。因为这个斜坡是恒值，很好的阻尼了电流信号的变化。事实上，斜坡补偿的实际效果使得控制环路更象电压型控制。如果你这样来想，电压型控制式固定斜坡与误差放大器输出比较所以附加上或多或少的斜率补偿使变换器越来越接近电压型控制，如果斜率补偿幅度与电流信号幅度比是无限大，你就完全返回到电压型控制。以上的解释，这就是在低输出功率时，电流型控制变换器回到电压型控制的原因。 还可以看到，附加的斜率补偿使变换器处于电流型（一个极点）和电压型（两个极点）之间，这意味着当你测量环路时，测量波特图的斜率，你将发现在1个和两个极点间是中间的（过渡的）。当然，实际电路可能造成这样传递函数。
给电流控制型变换器加斜率补偿（图 6.54
于元件的公差和负载的变化不可能达到这两种状态。
如果电流型控制变换器的占空度超过50%时，变换器仍然自动稳定。
如何补偿一个电流型控制器？
电流型控制器可以和电压型变换器一样方法补偿。用电流检测电阻在变换器满载时产生IC 需要的最大信号（典型为1V ）。如果你打算占空度大于50%，应记住要加适当地频率补偿。现在和电压型 U in (s) o (s) Ramp
C PWM IC
I
I s
控制器（10k Ω，1μF ）一样，精确测量开环（电压）增益，设计补偿网路，并且你不要忘记检查四个极限情况。
可以测量电流环路吗？
以上的方法在测量电压环路时被证明是如此成功和容易，是否可以用来测量电流型环路。
首先电流环总是稳定的，根据需要只要你记得加适当地斜率补偿,总是具有（产生）较大的相位裕度。只是平均电流型除外（后面讨论）不需要测量电流环。
其次，测量相当困难，且事实上不能用网络分析仪。这里牵涉到许多理论问题。这里模－数变换，不能应用普通的正弦波扫频。你还得回想比较器将电流斜坡信号（电流加一个斜坡分量）与误差放大器输出相等时产生PWM 信号。数字化代替拉氏变换，需要用Z 变换描述系统，否则至少应用模拟来近似比较器的动态-包含两个右半平面零点。实际上，由于这个数字部分不能用原先的扫频正弦波，代之以发明了某些复杂的数字调制。无论如何，这些仅在大学里研究，决不能应用在工程实践上。如上所述，正常变换器中，电流环路基本上总是稳定的。
平均电流型控制
平均电流型控制主要用在功率因数校正变换器中。与一般电流型控制规律不同。平均电流型控制的想法是用一个比较器代替电流信号与误差放大器输出比较，第二个放大器用来提供电流信号与误差放大器之差的放大。这样，在标准电流型控制电流环带宽等于变换器的开关频率，平均电流型电流控制环可能减少了带宽。平均电流型电流误差放大器可随意补偿达到希望的带宽和相位裕度（采用与补偿电压误差放大器相同的技术）。可以用以上讨论的测量闭环的方法测量带宽和相位裕度。
稳定性一般要求外环（电压）比内环（电流）带宽窄。当然，电流型控制电流环带宽不能等于开关频率。
6.5.5 非最小相位系统
有时，即使你肯定你的测量是正确的，但你得到一个波特图没有任何意义。例如，波特图在低频附加相移位-180°，随频率增加穿越零度上升到某最大值，然后再次返回下降。此响应是非最小相位系统的特征，其波特图不足以决定系统是否稳定。
非最小相位系统是任何开环传递函数在右半平面零的系统。通过了解反激变换器如何工作很容易明白这意味着什么。
对于一个反激变换器，当负载电流增加（负载电阻减少）时，输出电压开始瞬时下降，为了输出更多功率，就要在初级电感中存储更多的能量，反馈增加晶体管的占空度，即晶体管导通时间延长。这意味着在此期间直到它再次关断前没有能量传输到负载。但是这引起输出电压的进一步降低。如果环路没有设计处理好这个关系，电压保持跌落。因此，这是180°相位移，这就是基本右半平面零：增加占空度减少输出电压。
回忆起本节前面的部分，一个右半平面零当相位仍要减少时引起增益平坦变化，使其保证稳定困难。作为一个规则，设计变换器的带宽保证右半平面零出现在比带宽更高的频率。但是，应当小心，此零随负载移动。所以你需要检查四个工作限值（输入输出最大最小），以确认右半平面零没有问题。
乃奎斯特（Nyquist ）极点
因为非最小相位系统波特图不足以确定稳定性，我们需要不同的方式显示信息，称为乃奎斯特图。回忆起频率特性可以用复数表示，波特图由两项组成：一是传递函数虚部和实部平方和，再开方（10进对数），就是模
幅值22Re Im +=
一是相位
相位＝??
? ??Im Re arctan 两者都是频率的函数。而乃奎斯特图将虚部画在y 轴，实部画在x 轴的一个图上（图6.55）。
在乃奎斯特图上要点是“实部＝-1,虚部＝0”。图 6.55(a)指出了整个一个大标尺（每格200单位）的乃奎斯特图。你可以看到，图顺时针方向围绕[-1,0]一次，但因为x 轴刻度你不能够详细了解闭合[-1,0]发生什么。展宽这个图缩小到每格1单位刻度（图6.55(b)），详细展现了在粗糙图上看不到的
东西：图在逆时针方向围绕[-1,0]一次，它也包含另一个回路，但这没有关系，它不包含[-1,0]。净结果是，围绕[-1,0]零次：顺时针＋逆时针＝-1+1=0.这保证系统是稳定的：
如果围绕[-1,0]净为零，乃奎斯特图表达了稳定系统。 作为一个实际方法，测量的乃奎斯特图是不封闭的，这是因为既不能将频率降到零，也不能将频率上升到无穷。不过，在通常频率范围（10Hz ～100kHz ）测量变换器响应足以决定稳定性，因为增益低端以下是常数，而在高端以上小于1。如果你注意到波特图，环绕[-1,0]全部出现在你使用的相同频带。 6.5.6 系统稳定的一些概念 A. 输入和输出阻抗
作为实际反馈设计的最后的课题，我们要告诉你变换器的阻抗和对系统稳定的关系。这里“系统稳定”是特定的一组变换器相互作用的稳定。这是在实际设计工作中常遇到的情况：例如，你的5V 输出变换器的输出挂有3.3V 输出的变换器；或你的功率因数校正变换器输出400V ，然后你用一个变换器降压输出12V 。关键问题是变换器的输入、输出阻抗必须保证整个系统稳定。 变换器输入阻抗是输入电流变化引起多大的输入电压变化。它与变换器的传递函数紧密相关。图6.56说明一般测试方法。
测试时变换器应在额定负载和额定输入电源下工作，但在电
源上面叠加一个来自网络分析仪小的交流扫频正弦信号。随着输入电压频率的改变，输入电流幅值也变化，两者变化量之比就是输入阻抗，I U Z in /=，且为频率的函数。 测试时注意刻度系数：通常电流测试头的刻度每格10mV 。所以如果你用1:1测试电压，电流测试头设定1A 每格，于是1V/1A=1Ω=1V/（1mV/A ）=100，即40dB ，则网络分析仪上读数40dB ，即为1Ω。 对于高功率电源，可能需要功率放大器驱动变压器，而不是用网络分析仪直接驱动。你将发现，你得找一个功
率放大器，实际上最好的是老的线性（真空管）放大器最好，因为失真度低。
Buck 变换器的输入阻抗精确测量结果如图6.57。
在低频，阻抗近似平坦。的确，输入阻抗在低频是常数。对于此Buck 变换器，15V/0.78A=19.2Ω，25dB-Ω,标在图上指出时25+40=65dB ，这是圆圈的右边。（实际测量的输入电流750mA ，不是计算得到的。此外我们注意到，输入功率是15V ×0.780A=11.7W ，且输出功率为5V ×2=10W,所以变换器效率为85%) 因为变换器是一个恒定负载，记住低频相移位－180°：如果你增加输入电压，输入电流减少！当我们考虑变换器稳定性时这种作用将引起问题。（相位在测量图中没有画出来，实际上是不重要的） 还要注意到，你听到有人把变换器作为一个‘负阻抗’。实际上他说的是这个180°相位移，并且仅在低频这样说才是正确的。 随着频率的增加，输入电容的阻抗等于输入阻抗，此频率为 Hz F f 382202.1921=?Ω?=μπ 在这个频率以上，电容90°相移对输入起主要影响。我们检
查曲线注意转折：42dB 刻度是2dB Ω，即在500Hz 为1.26Ω。则
(b) 图6.55 稳定系统乃奎斯特图（a ）围绕（-1,0）区域细部(b) U I
图 dB(40dB=1Ω) 80
50
10 10 100 1k 10k f (Hz)
图6.57 Buck 变换器输入阻抗测试结果图
F Hz C μπ25326.150021=Ω
??= 比较合理的采用220μF 。
围绕这个谐振网络频率我们看到稍微有些波动，但不完全象开环情况，因为变换器与输入电容并联。在测量的频率上部，我们可以看到由于输入电容的ESR 接入使增益平坦: kHz F
C 2.525012.021=?Ω?=μπ 这样看起来变换器的输入阻抗在低频象一个‘负’阻抗，中频象一个电容，在高频象一个正阻抗。当然如果你进入足够到高频，你将开始看到象一个电感，但在这些频率系统中你可能必须考虑使用电缆。在某些情况为达到系统稳定，电缆可能很重要。
B. 变换器输出阻抗 变换器输出阻抗在概念上很相似于输入阻抗：当轻微改动负载电流，输出电压变化多大？当然理想情况我们希望变化为零，因为我们需要与负载无关的输出电压。 测量的输出阻抗如图6.58所示。在这个图中，网络分析仪提供直流偏置和扫频正弦
波。它驱动可控的电子负载，负载由变换器拉出直流和交流电流（要使交流电流足够小，要保证负载总是拉电流－不能是电流源！）。输出阻抗Z out =U/I 是频率的函数.
你不要用一个电阻性负载与电子负载并联，因为变化输出电压改变了流过电阻的电流。
再次使用Buck 变换器测量输出阻抗（记住标尺系数）图6.59示出了输入阻抗图（1Ω=40dB 几乎到达图顶部）。在低频，输出是电感。在100Hz ，有一个标号，阻抗为10.3dB ，即－29.7dB-Ω＝32.7m Ω，所以电感为 H m Hz L μπ497.3210021=Ω
??= 较好与实际35μ一致。在输出谐振网络频率，输出阻抗达到峰值，并以后由输出电容控制（在频率上部你可以再次看到ESR ）。
C. 两个稳定系统可能组成不稳定系统
你有两个变换器，每个都具有足够的相位裕度而稳定，但当你将它们级联起来，一个作为另一个负载时，测量此系统的两个输出电压，发现振荡！似乎有些骇人听闻，但这是十分可能的（并的确经常发生）。这正是今天电源研究的前沿。图6.60图示了这个
现象。 为保证两个变换器串联在一起而不引起振荡一般规律如下： 如可能要确保 1. 第一个变换器的输出阻抗在整个频率范围小于第二个变换器的输入阻抗。 2. 第一变换器的带宽大于第二个变换器的带宽。
这仅是保证稳定的一个方便方法,
D. 不稳定系统的例子
我们已经通过设计Buck 变换器的补偿网络获得一个稳定的装置。我们假定由于某些不恰当的理由将这些Buck 变换器串联起来。（即第一个产生输出是15V ，它供给第二个。第一个输入可能是45V ，开关频率是第二个变换器三倍的开关频率，所有元件维持它们自己的值，变换器的环路和阻抗保持相同）。
V I 50
30 20
0 -10
10 100 1k 10k 图6.59 Buck 变换器的输出特性 输入 输出 DC 变换器I 变换器II DC φ＝45° φ=45°
这个系统虽然执行了规则2，至少后面的变换器不比前面的变换器带宽宽。但是明确违背了规则1，如图6.61所示。注意到在频率大于 1.2kHz时输入阻抗和输出阻抗重叠部分表明源阻抗（输出阻抗）是大于负载阻抗（输入阻抗）。这不能保证系统是否稳定。但是，看到15V和5V输出以大约1.2kHz振荡也不必惊讶。 60
40
10
-10
-20
10 100 1k 10k
图6.61 输入与输出阻抗叠加
适配器12V/1A测试报告方案基本参数一览 修订更新版本
注： 在原板上进行了以下修改： 1、变压器参数更新（进行成本优化） 2、输入电容修改为15uF/400V 3、输出二极管修改为SR3100 4、可去除次级吸收回路（R21、C7）（纹波指标仍然优秀） 一.说明 此文档是针对FD9020D 12V/1A适配器的测试报告，可用于90~264Vac全电压输入范围下工作。适合12W以内的适配器电源及小家电产品的应用。
二.测试主要项目 1）电气参数测试 2）电性能参数测试 3）转换效率及空载功耗测试 4）常温老化测试 5）关键元件温度测试 三.测试使用的仪器 1．输入交流调压器：AC POWER SOURCE APS-9501 2．输出电子负载：FT6301A 3．示波器：DSO-X-2022A （Agilent Technologies） 4．交流输入功率计：WT210 DIGITAL POWER METER 5．数字万用表34970A 6．红外热成像仪Fluke Ti200 四.方案的实物图 五.主要项目测试记录 基本参数测试数据
：%（线末端测试）：%（线末端测试） 小结：FD9020D 12V/1A适配器能够满载工作在90V~264V范围的工作条件下，板上输出电压范围为~，具有良好的电压调整率及负载调整率。 FD9020D 12V/1A适配器在空载~满载切换时，< VDD <，符合要求。 注：该方案VDD电压综合考虑系统的过功率保护及VDD过压保护功能，VDD电压受变压器的绕制工艺及漏感等参数影响较大，因此，若有更换变压器供应商时，请注意二次评测VDD 电压范围，以更完美匹配方案参数。 福大海矽可随时全方位协助该方案各项参数测试。 3）纹波噪声测试 测试条件：输入电压为220V，满载输出。
第一贴，最简单的 项目：UC3842控制电路学习板 现象：UC3842供电正常，但是Vref居然不是5V,而是高于5V。 解决办法：把管脚重新焊一遍。 分析：UC3842的GND脚焊接不良，导致电压浮起来了。 项目：某实验室一台电源坏了，拆开一看，UC3875控制的全桥，需要修理。 现象：初步检查，功率管坏了，由于没有同型号的管子，把所有的管子换成同功率等级的管子。上电之后，输入电压较低的时候，一切正常。当输入电压较高的时候，驱动混乱，频率抖动。 解决办法：把功率管的驱动电阻增大，该现象消失，一切正常，电源修好。 分析：新的管子寄生参数和旧管不同，在同样的驱动电路下，开关速度会比较快，导致干扰比较大，在高压的时候，干扰大到影响控制电路的工作。 简单写写几条： 1、元件焊接要仔细，不能发生虚焊，虚焊非常要命，而且不容易看出来。方向不能焊反，尤其是二极管的方向。我曾经焊错过桥式整流二极管的方向，直接导致滤波电解电容加了反压，很危险。 2、如果调试中需要飞线，而且是来回信号线，要把去线和回线绞在一起。因为如果去线和回线，形成包围面积的话，就相当于一个天线，很容易串入干扰。 3、母线供电不仅要有大的滤波电容，而且要有高频滤波电容。输出时候的滤波也是一样。 项目：UC3845双管正激 现象：两个管子关断之后，DS所承受的电压非常悬殊，并非理论上的各自一半。猜测 是 MOS的参数不一致导致，把上下管焊下来，交换位置，结果，还是一样。看来和MOS 无关。 解决办法：调节两管驱动，让他们尽量同时关断，情况略有改善，但还是无法平分电压。 分析：这个应该是两个原因引起的，一个是PCB寄生参数的不同导致，两个位置的管子，DS 的实际电容有差异。另外一个是，驱动不是很同步关断。 项目：UC3845控制辅助绕组反馈的反激 现象：主路输出电压在开机的时候有很大过冲。但是，参与反馈的辅助绕组的电压并没有过冲。
开关电源闭环反馈响应及测试 开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时，反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量： 相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值，以度为单位表示。 增益裕量:当总相位延迟为360 时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。 对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45 （小于315 ）。当环路相位延迟达到360 时，增益裕量为-20dB或更低。 如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。 一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。 在这一例子中，从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 （360 到 278 ）。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。 测试信号注入 为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。 扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。 通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。 如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。
开关电源测试详细解说当验证电源供应器的品质时，下列为一般的功能性测试项目，详细说明如下：一、功能(Functions)测试： ?输出电压调整(Hold-on Voltage Adjust) ?电源调整率(Line Regulation) ?负载调整率(Load Regulation) ?综合调整率(Conmine Regulation) ?输出涟波及杂讯(Output Ripple & Noise, RARD) ?输入功率及效率(Input Power, Efficiency) ?动态负载或暂态负载(Dynamic or Transient Response) ?电源良好/失效(Power Good/Fail)时间 ?起动(Set-Up)及保持(Hold-Up)时间 常规功能(Functions)测试 A. 输出电压调整： 当制造开关电源时，第一个测试步骤为将输出电压调整至规格范围内。此步骤完成后才能确保后续的规格能够符合。通常，当调整输出电压时，将输入交流电压设定为正常值(115Vac或230Vac)，并且将输出电流设定为正常值或满载电流，然后以数字电压表测量电源供应器的输出电压值并调整其电位器(VR)直到电压读值位于要求之范围内。 B. 电源调整率： 电源调整率的定义为电源供应器于输入电压变化时提供其稳定输出电压的能力。此项测试系用来验证电源供应器在最恶劣之电源电压环境下，如夏天之中午(因气温高，用电需求量最大)其电源电压最低；又如冬天之晚上(因气温低，用电需求量最小)其电源电压最高。在前述之两个极端下验证电源供应器之输出电源之稳定度是否合乎需求之规格。 为精确测量电源调整率，需要下列之设备： ?能提供可变电压能力的电源，至少能提供待测电源供应器的最低到最高之输入电压范围，（KIKUSUIPCR 系列电源能提供0--300VAC 5-1000Hz 的稳定交流电源，0---400V DC的直流电源）。 ?一个均方根值交流电压表来测量输入电源电压，众多的数字功率计能精确计量V A WPF。 ?一个精密直流电压表，具备至少高于待测物调整率十倍以上，一般应用5位以上高精度数字表。 ?连接至待测物输出的可变电子负载。 *测试步骤如下：于待测电源供应器以正常输入电压及负载状况下热机稳定后，分别于低输入电压(Min)，正常输入电压(Normal)，及高输入电压(Max)下测量并记录其输出电压值。 电源调整率通常以一正常之固定负载(NominalLoad)下，由输入电压变化所造成其输出电压偏差率
第六章 开关电源反馈设计 除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。 开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。 为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应 在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念 电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。 典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。 在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高 频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1） 为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应 在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2） 对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图
开关电源测试规范及报告一、电源基本情况 项目名称________________________, PCB板号__________________________ 使用温度范围：____________℃（若没有特殊要求，按照-15~55℃，） 输入电压范围：____________Vac（若没有特殊要求按照90-264Vac） 最大输出功率______W 二、电源原理图
三、带载能力与纹波测试 1. 测试方法 分别在不同输入电压下（额定电压、最小电压、最大电压），不同的环境温度（室温、最低温度、最高温度），测试各输出支路的负载电流为空载/半载/满载时的电压值与纹波，保存典型波形图。若实际电路中某支路不会出现空载情况，可不测空载。满载时的负载电流取实际最大工作电流的1.2倍。 2. 测试记录 输出1：反馈主路设计输出___V, 最大负载____A,电压允许范围_____，纹波允许范围______ 输出２：设计输出___V, 最大负载____A,电压允许范围_____，纹波允许范围_______ 输出3：设计输出___V, 最大负载____A,电压允许范围_____，纹波允许范围________
四、整流二极管反向耐压测试 1. 测试方法 分别在不同输入电压下（额定电压、最小电压、最大电压），不同的环境温度（室温、最低温度、最高温度），测试各输出支路在满载时整流二极管的反向峰值电压，保存典型波形图。 2. 测试记录 五、VDS电压测试 1. 测试方法 分别在不同输入电压下（额定电压、最大电压），测试电源芯片的MOSFET的VDS在变压器为空载/半载/满载时的峰值电压，保存典型波形图。分别测试5次启动过程和稳态过程。
2.测量一次侧电流波形 方法1：用示波器测试TP1与TP3两点之间的电压波形，这个波形能够反映出漏 电流及导通与截止时间等信息。（可以判断电源工作在连续或不连续模式） 尖峰电压、输入直流高压、二次反射电压、开关管导通压降及导通与截止时间 耐压至少30V；MOS管导通压降足够低。 ③通电1-3分钟后，切断电源，手摸器件（开关芯片、高频变压器、TVS、功率电阻等）有 烫现象。 二、波形测试与分析 1.测量一次侧电压波形 信息。为使开关电源稳定可靠的工作须满足两个条件：漏极尖峰电压小于MOS 1.检查线路连接及器件 根据原理图认真检查电路接线是否正确，元器件引脚之间有无短路，二极管、 管和电解电容极性有无错误。2.检查仪器设置 有异常，立即切断电源并进行检查，否则进入下一步； ②调节自耦调压器触头，使输入电压逐渐升高，同时观察输入、输出电流有无过大，输出 有无异常有无冒烟、是否有异常气味，无以上异常时，进入下一步； ①接通电源，首先观察输入电压、输入电流表及输出电压、输出电流表指示有无异常现象 检查仪器仪表挡位是否正确，通电前确保自耦高压器触头处于足够低的输出电开关电源调试详细步骤 一、搭建调试电路 方法2：用示波器测试TP2与TP3两点之间的电压波形，这个波形能够反映出漏 置，是否需要接入最小负载以及负载连接是否正确。 3.通电初试稳定性
方法：在直流高压的进线端串联一只0.5Ω/1W的取样电阻Rs，通过测试其压降 求出一次侧峰值电流。 工作模式转变： 因由于在逆程时高频变压器储存的能量没有完全释放掉而造成的。尽量释放能量的斜率基 持不变，但因放电时间明显缩短（占空比变大），使一次侧电流未通过零点，致使部分能 不及释放。 3.测量一次侧钳位电路中尖峰电流波形 ①当交流输入电压不变而负载电流出现大范围变化时，可引起工作模式的改变； 2.一次侧峰值电流就小于开关电源I LIMIT 注意：1.在TP2端连接探头的接地夹，在TP1端连接示波器探头的信号线(反极 测量) ②当负载不变而交流输入电压发生较大范围变化时，也可引起工作模式的改变； ③开关电源的占空比增大或减小时，也可引起工作模式的改变。 当负载不变，开关电源输入电压由低升高时，开关电源会从连续模式进入不连续模式，根
环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要：环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式 有意地引入了180°相移，如果反馈 众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈的相位保持在180°以内，那么控制环路将总是稳定的。当然，在现实中这种情况是不会存在的，由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移，如果不采用适合的环路补偿，这类相移同样会导致开关电源的不稳定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指：相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时，只在设计反激变换器时才考虑增益裕度，设计其它变换器时，一般不使用增益裕度。在开关电源设计中，相位裕度有两个相互独立作用：一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程；另一个作用是当元器件参数发生变化时，仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时，电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下，环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下，这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大，考虑在所有负载和输入电压下环路和相
适配器12V/1A测试报告 方案基本参数一览 输入电压90~264Vac （恒压<±1%）输出规格12V/1A 输出纹波29mV@220Vac满载转换效率85.11% @220Vac，满载 待机功耗<110mW 拓扑结构反激式 VDD电压15.48V~26.48V（正常范围）CS波形正常 VDS峰值519V@264Vac<600V FB纹波237mV（正常范围） 其他说明：本测试报告针对XXX12V1A适配器成本优化方案（变压器资料如下图），福大海矽竭诚为客户提供完善到位的服务。 变压器版本：V2（20150831） 1、各绕组绕制参数见下表所示EE19立式骨架 绕序绕 组 线径*根数 脚位圈数套管（L） 绝缘胶带 9.0mm/Ts 绕线方式 进 脚 出 脚 Ts 进出 1 N1 ￠0.19mm*1（2UEW） 2 3 68 加套管 2 N2 ￠0.35mm*2(TEX-E) 三层绝缘线 10 8 21 加套 管 加套 管 3 N3 ￠0.19mm*1（2UEW） 3 1 68 5 N4 ￠0.19mm*1（2UEW） 5 4 28 制作说明： 1. 骨架EE19立式脚距4mm 排距10.3mm PC40磁芯Ae为23mm2 2. 电感量Lp(1→2)=2mH，漏感为Lp的5%以下 3. 初级对次级打3000V AC漏电流<2mA/60s 4. 初级对磁芯打15000V AC漏电流<2mA/60s 5. 次级对磁性打15000V AC漏电流<2mA/60s 6. DC500V绕组与磁芯之间1min大于100mΩ 7. DC500V绕组与绕组之间1min大于100mΩ 注：PIN3、PIN6、PIN7、PIN9需剪脚 版本更新说明： 1、初始版本V1（20150721） 2、版本V2（20150831）调整初次级匝数，次级由飞线改为插脚，去掉铜带屏蔽，去掉磁芯接地（进行成本优化）
电源测试报告 一、功率因数与效率测试 1、使用仪器设备：AC SOURCE(交流电源)、电子负载、万用表、功率表； 2、测试条件：输入电压220Vac,输入频率50Hz/60Hz,输出带最大负载1.7A、常温25℃； 3、测试方法： 1）、依规格设定测试条件；输入电压、输入频率、最大负载； 2）、从功率表中读取Pin and PF值，并读取输出电压计算Pout; 3）、功率因数=Pin/(Vin*Iin),效率=Pout/Pin*100﹪; 4、测试数据 二、能效测试 1、使用仪器设备：AC SOURCE(交流电源)、电子负载、万用表、功率表； 2、测试条件：输入电压220Vac,输入频率50Hz/60Hz,输出负载分别为1.7A，1.275A,0.85A,0.425A; 3、测试方法： 1）、在测试前将产品在标称负载条件下预热1分钟; 2)、按负载大小由大到小分别记录220V ac/50Hz/60Hz输入时的输入功率（Pin），输入电流(Iin),输出电压（Vo1,Vo2）,功率因数（PF）,然后计算各负载下的效率； 3）、在空载时记录输入功率与输入电流。 4、测试数据 三、纹波与噪声测试 1、使用仪器设备：AC SOURCE(交流电源)、电子负载、示波器； 2、测试条件：输入电压220Vac,输入频率50Hz/60Hz，负载分别为1.7A，1.275A,0.85A,0.425A，0A，常温25℃； 3、测试方法：按测试回路接好各测试仪器，设备，及待测品，测电源在各负载下的纹波与噪声； 4、测试数据及最大幅值的波形。 四、上升/下降时间测试 1、使用仪器设备：AC SOURCE(交流电源)、电子负载、示波器； 2、测试条件：输入电压220Vac,输入频率50Hz/60Hz，负载为1.7A；
开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计 万山明，吴芳 (华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉430074） 摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路
S 导通时，对电感列状态方程有 O U Uin dt dil L -= ⑴ S 断开，D 1续流导通时，状态方程变为 O U dt dil L -= （2） 占空比为D 时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s 和（1－D ）T s 的时间（T s 为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 ())()(O in O O in U DU U D U U D dt dil L -=--+-=1 稳态时，dt dil =0，则DU in =U o 。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in 成 正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L =(D ＋d )(U in ＋)－(U o ＋) （4） 式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d 为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得 L =D ＋dU in － （5） 由图1，又有 i L =C ＋ （6） U o =U c ＋R e C （7）
1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和
BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，
开关电源测试规范 (2007-12-22 17:15) 分类：电源技术类文章 开关电源测试规范 一、安全标准检查工作指导 5 1、高压测试 5 2、低输入电压产品使用1800VAC作高压测试 5 3、绝缘测试 5 4、漏电流测试 5 5、接地测试 5 6、输入电流测试 5 7、输入端的剩余电压 5 8、各输出端的最大VA 5 9、异常操作测试 6 9.2、特低输入电压测试 6 9.3、特高电压测试 6 9.4、过载测试 6 9.5、长时间的过压保护测试 6 9.6、适配器内可熔断电阻的安全测试 7 10、异常处理测试 7 10.1、严格的跌落测试(对于AC适配器) 7 10.2、严格的震动测试(对于AC适配器) 7 11、可见的潜在安全问题检查 7 11.1、输贴片电容的检查 7 11.2、AC输入线的检查 7 11.3、DC输出线的检查 7 11.4、热组件 8 12、可燃性检查 8 13、各种检查 8 13.1、组件检查 8 13.2、标贴检查 8 13.3、空间及爬电距离 8 二、环境条件测试 8 1、高温测试 8 2、低温操作测试 8 3、高湿操作测试 8 4、高低温储存循环测试 8 5、高湿储存测试 8 6、振动测试 9 6.1、非工作状态测试 9 6.2 工作状态振动测试 9 7、跌落测试 9 三、静态工作特性测试 9 1、输出电压与电流调整范围 (需在高、低、常温下进行测试) 9 2、效率测试 (高、低、常温三种条件下进行) 10
3、起机输入电压测试 (高、低、常温三种条件下进行) 10 4、输入电压临界电测试(高、低、常温三种条件下进行) 10 5、输出电压电流特性曲线测试 (高,低,常温三种条件下进行) 10 6、输出共模噪音电压测试 (在规格中有要求才做) 10 7、可听噪音测试 10 四、动态性能测试 10 1、浪涌电流测试 10 1.1、室温冷起机 10 1.2、室温热起机 11 2、开关机时输出电压过冲与欠冲测试 11 3、开机延时及输及电压间跟从测试 11 4、开机维持时间 12 5、阶跃负载响应测试 (此测试项须进行低温、常温、高温三种条件的测试) 12 6、POWER GOOD /FAIL TEST 12 五、开短路测试 12 1、测试范围 12 2、测试标准 13 3、测试方法(TEST METHOD) 13 3.1、开短路测试(Open short method) 14 3.2、在测试过程中和测试后要观察的项目(Utems to observe doing or after open short) 14 六、可靠性测试 15 1、电解电容寿命的检测 15 2、RUBYCON公司的电容寿命计算公式 16 3、温升测试 16 3.1、外壳温升 16 3.2、零件温升 16 3.3、火牛温升 17 3.4、电容温升测试 17 3.5、高温开关机测试 17 3.6、MTBF(平均无故障时间计算) 17 3.7、组件失效率的计算 17 七、组件使用率测试工作指导 18 1、测试范围 18 2、测试条件 18 3、用率要求 18 4、测试方法 18 4.1、电阻 19 4.2、电解电容使用率测试 19 4.3、电容 20 4.4、陶瓷电容 20 4.5、晶体三极管和场效应管 20 4.6、二极管 20 4.7、稳压二极管 20
电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅 尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院 在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性； 2、很高的输出电压精度； 3、具有内在对功率开关电流的控制能力； 4、良好的并联运行能力。 由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。 一、uc3842简介 图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。 图1UC3842的内部结构框图如下： UC3842具有以下特点： 1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉； 2、电压调整率很好； 3、负载调整率明显改善； 4、频响特性好，稳定幅度大； 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压
请各县市代维人员按照<<中达调试操作书>>上的步骤调试好新旧中达开关电源的参数：中达开关电源一次下电应设为44V、二次下电应设为46.8V；新型中达开关电源(带OBO防雷模块、带低压隔离侦测板)必须在侦测板上（用万用表直流电压档表笔接入第二个孔：低压隔离跳脱调节和第四孔：地线孔）把电压调至 4.68V；侦测板上不能有红灯亮，亮红灯表示侦测板处于手动状态，按一下第五个按钮红灯灭，表示处于自动状态。 《中达开关电源系统调试操作书》 中达电通电源系统操作及参数设定： 说明系统运作资料的显示和告警画面的说明, 以及系统如何进行参数设定, 已由用户针对某些特定的参数重新设定, 其余则由出厂时设定完成。 系统显示
1. 首页画面： 监控单元（CSU ）的资料显示，是液晶显示器(LCD)和三个发光二极管来执行。红色为主要告警指示，黄色为次要告警指示，黄色为均充充电指示 （见上的CSU 显示屏幕图示）。 液晶显示器首页显示画面的内容为：直流输出电压、直流输出电流、交流输入电压、系统状态。在正常状况下系统异常告警资料并不显示，只有在供电系统发生异常时，才会有系统告警内容显示出来。 开机时首页画面显示： 直流电压--直流供电系统直流输出电压 负载电流--供电系统输出总负载电流 交流电压—系统交流电压(取第二相) 状 态--显示系统的状态(浮充,均充) 在首页下，按下列按键分别显示下列内容： 增 —显示资料内容. （只能查看,不能设置或更改） 减 —显示参数设定内容. （下面详细讲解） 直流电压 54.3 V 负载电流 0 A 交流电压 220 V 状态 浮充 主要告警指示灯 次要告警指示灯 均充指示灯
6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准 一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ） 。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。当然，反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制
Pass / Fail: According to specification 4 hours storage at 0℃, and operating at 40℃ . : Not Specified Test Equipment: TOPNOTCH OTC-2B-N Open Chamber . : Not Tested CHROMA Series AC Source / DC Load
A. INPUT CHARACTERIZATION INPUT CURRENT/POWER/EFFICIENCY/POWER FACTOR Test conditions: The unit is set at maximum load and the input voltage is varied from the minimum to the maximum value. Efficiency is computed and Power Factor is either computed or measured after 10 minutes warm up at least. Test equipment: Chroma Model 8000 Power Supply Auto Test System Chroma Model # 6590 9KVA Low Impedance AC Source Chroma Model # 630X0 DC Load Chroma Model # 6630 Power Analyzer Pass/Fail criteria: The unit test shall meet the specification requirements. Test result: PASS @25C Vin(Vac)Freq(Hz)Iin(A)Pin(W)Vout(V)Pout(W)Pd(W)PF Eff(%) Vin(Vac)Freq(Hz)Iin(A)Pin(W)Vout(V)Pout(W)Pd(W)PF Eff(%)
线性稳压电路具有结构简单，调整方便，输出电压脉动小的优点，但缺点是效率低，一般只有20％～40％，并且比较笨重。开关型稳压电路能克服线性稳 压电源的缺点，具有效率高，一般能达到65％～90％，并且体积小，重量轻，对电网电压要求不高，因而在实际生活中得到广泛应用。也正因为其应用的广泛性，相应专业的学生就更应该深刻和熟练地掌握它，在此以设计脉冲宽度调制型开关电路(PWM)为基础，详细解说该系统的调试过程。 1 系统设计原理 PWM 型的开关电源整体框图如图1所示。变压、整流、滤波模块处理起来比较简单，只要采用相应的变压器、单相全波整流、电容式滤波即可实现，这里不用更多的篇幅介绍。此系统的核心模块是方框图中的闭合(负反馈)模块。如果直接采用Boost型DC-DC升压器，实现起来简单，但输出／输入电压比太大，占空比也大，而将使输出电压范围变小，难以达到较高的指标，且为开环控制。对此采用专用开关芯片TL494芯片，它采用开关脉宽调制(PWM)，效率高，外围电路也较简单，可以方便实现闭环控制。 1．1 TL494工作原理 TL494 内部结构如图2所示，它是一种固定频率可自行设置，并应用脉空调制的控制电路，其中，振荡频率fosc=1．1／(RTCT)。具体来讲，由于误差放大器输入口1，2(或3，4)的值不等，产生偏差，偏差送入PWM比较器与锯齿波(锯齿波的频率由振荡频率确定，幅值是定值)比较，在偏差大于锯齿波范围内时，9口(或10口)输出低电平，在偏差小于锯齿波范围内时，9口(或10口)输出高电平。若偏差值越大，TL494输出高电平的区间越小。由此可见，通过调整误差放大器输入口的偏差可改变占空比。