第六章 开关电源反馈设计 除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。 开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。 为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应 在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念 电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。 典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。 在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高 频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1） 为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应 在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2） 对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图
开关电源控制环设计 资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
开关电源闭环反馈响应及测试 开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时，反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量： 相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值，以度为单位表示。 增益裕量:当总相位延迟为360 时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。 对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45 （小于315 ）。当环路相位延迟达到360 时，增益裕量为-20dB或更低。 如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。 一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。 在这一例子中，从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 （360 到 278 ）。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。 测试信号注入 为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。 扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。 通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。 如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。
几种常用的光耦反馈电路应用
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在一般的隔离电源中，光耦隔离反馈是一种简单、低成本的方式。但对于光耦反馈的各种连接方式及其区别，目前尚未见到比较深入的研究。而且在很多场合下，由于对光耦的工作原理理解不够深入，光耦接法混乱，往往导致电路不能正常工作。本研究将详细分析光耦工作原理，并针对光耦反馈的几种典型接法加以对比研究。 1 常见的几种连接方式及其工作原理 常用于反馈的光耦型号有TLP521、PC817等。这里以TLP521为例，介绍这类光耦的特性。 TLP521的原边相当于一个发光二极管，原边电流If越大，光强越强，副边三极管的电流Ic越大。副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系数，该系数随温度变化而变化，且受温度影响较大。作反馈用的光耦正是利用“原边电流变化将导致副边电流变化”来实现反馈，因此在环境温度变化剧烈的场合，由于放大系数的温漂比较大，应尽量不通过光耦实现反馈。此外，使用这类光耦必须注意设计外围参数，使其工作在比较宽的线性带内，否则电路对运行参数的敏感度太强，不利于电路的稳定工作。 通常选择TL431结合TLP521进行反馈。这时，TL431的工作原理相当于一个内部基准为2.5 V的电压误差放大器，所以在其1脚与3脚之间，要接补偿网络。 常见的光耦反馈第1种接法，如图1所示。图中，Vo为输出电压，Vd为芯片的供电电压。com信号接芯片的误差放大器输出脚，或者把PWM 芯片(如UC3525)的内部电压误差放大器接成同相放大器形式，com信号则接到其对应的同相端引脚。注意左边的地为输出电压地，右边的地为芯片供电电压地，两者之间用光耦隔离。 图1所示接法的工作原理如下：当输出电压升高时，TL431的1脚(相当于电压误差放大器的反向输入端)电压上升，3脚(相当于电压误差放大器的输出脚)电压下降，光耦TLP 521的原边电流If增大，光耦的另一端输出电流Ic增大，电阻R4上的电压降增大，com 引脚电压下降，占空比减小，输出电压减小；反之，当输出电压降低时，调节过程类似。 常见的第2种接法，如图2所示。与第1种接法不同的是，该接法中光耦的第4脚直接接到芯片的误差放大器输出端，而芯片内部的电压误差放大器必须接成同相端电位高于反相端电位的形式，利用运放的一种特性——当运放输出电流过大(超过运放电流输出能力)时，运放的输出电压值将下降，输出电流越大，输出电压下降越多。因此，采用这种接法的电路，一定要把PWM 芯片的误差放大器的两个输入引脚接到固定电位上，且必须是同向
2006年9月25日第23卷第5期 通信电源技术 Telecom Power Technologies Sep.25,2006,Vol.23No.5 收稿日期:2006204205 作者简介:陈小敏(19822),男,湖北荆门人,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动。 文章编号:100923664(2006)0520038202设计应用 基于UC 3843的反激式开关电源反馈电路的设计 陈小敏,黄声华,万山明 (华中科技大学电气与电子工程学院,湖北武汉430074) 摘要:介绍了UC 3843的工作特点,利用UC 3843设计了反激式开关稳压电源,分析了新型反馈电路的工作过程及优点,与传统方法相比,此方法使电源的动态响应更快,调试更简单。最后提出了反馈电路详细的设计方法,仿真结果证明了设计的可行性。 关键词:UC 3843;开关电源;反馈电路中图分类号:TN 86 文献标识码:A The Design of Feedback Circuit of t he Flyback Switching Mode Power Supply Based on UC 3843 CH EN Xiao 2min ,HUAN G Sheng 2hua ,WAN Shan 2ming (Huazhong University of Science and Technology ,Wuhan 430074,China ) Abstract :This paper introduces the characteristic of the UC 3843,designs a flyback switching mode voltage 2stabilized source circuit by using the UC 3843,analyzes the operation course and advantages of a novel feedback https://www.doczj.com/doc/8412174084.html,paring to the traditional method ,this method makes faster dynamic response to the power ,and it is more convenient to debug.In the end of the article ,it presents the detailed design method ,the simulation result proves the feasibility of the design. Key words :UC 3843;switching mode power supply ;feedback circuit 0 引 言 UC 3843是高性能固定频率电流模式控制器,专 为低压应用而设计,广泛用于100W 以下的反激式开关电源中。目前大多数开关电源都采用离线式结构,一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样,该反馈方式的电路简单,但由于反馈不能直接从输出电压取样,没有隔离,抗干扰能力也差,所以输出电压中仍有2%的纹波,对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢,不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合[1],为了解决这些问题,可以采用可调式精密并联稳压器TL 431配合光耦构成反馈回路。 1 UC 3843简介[2] UC 3843芯片内部具有可微调的振荡器(能进行 精确的占空比控制)、温度补偿的参考、高增益误差放大器,电流取样比较器。其低启动电流,带滞后的欠压锁定,工作频率可达500k Hz ,大电流的图腾柱式输出,是驱动功率MOSFET 的理想器件。UC 3843芯片内部简化方框图如图1所示。 2 应用电路分析 以UC 3843为核心的单端反激式开关稳压电源应 用电路如图2所示。 图1 UC 3843 简化方框图 图2 UC 3843应用电路 如图2所示,采用TL 431配合光耦PC 817A 作为参考、隔离、取样,电路中将UC 3843内部的误差放大器反向输入端2脚直接接地,PC 817A 的三极管集电极直接接在误差放大器的输出端1脚,跳过芯片内部的误差放大器,直接用1脚做反馈,然后与电流检测输入的第3脚进行比较,通过锁存脉宽调制器输出PWM 驱动信号。当输出电压升高时,经电阻R up ,R low 分压后输入到TL 431的参考端的电压也升高,此时流 ? 83?
前言：回授迴路的設計需要仔細地思考與分析。未被發現的不良回授路徑很容易被忽略，並且會危害電路設計。本文將探討一種常見的回授電路，與設計人員所面臨的潛在問題，並將提出這些問題的解決方案。 TL431／光耦合器回授電路 TL431與光耦合器是電源轉換器設計人員常用的一種組合。但若不謹慎思考與設計，此組合會讓工程師感到十分棘手。本文將討論許多經驗不足甚至連部份有經驗的設計人員皆容易落入的窠臼。 圖1是典型電路。R1與R2組成的電阻分壓器在輸出電壓達到目標值時，會讓R1與R2的接點電壓剛好等於TL431的內部參考電壓。電阻R3以及電容C1與C2提供TL431所需的回授迴路補償以便穩定控制迴路。迴路增益值決定後，即可計算這些元件值並將它們加在一起。 圖1：典型的TL431回授電路。
圖1的TL431電路增益可由下列公式計算： 其中Zfb等於: ω則代表角速度（radians/sec）。 光耦合器迴路增益＝（R6/R4）×光耦合器電流轉換比（Current Transfer Ratio；CTR），設計人員必須知道光耦合器的電流轉換比，才能計算該增益。 但實際轉移函數是由光耦合器的LED電流決定，所以圖1的TL431電路總增益還包括另一因數。該函數是（Vout-Vcathode）／R4，其中Vout等於進入TL431的Vsense電壓，這使得TL431與光耦合器的「總增益方程式」等於： 上式的+1項在本文裡代表「隱藏」的回授路徑，只要Zfb/R1遠大於1即可忽略。在後面的示波器圖片中，將進一步解釋和顯示該項的影響，我們現在先假設這個公式是正確的。 設計人員只要將電源轉換器的各項增益元素相乘，就能得到不考慮回授電路影響下的轉換器開迴路增益。這些元素包括：變壓器圈數比；PWM主動輸出濾波器元件效應和TL431增益以外的相關負載效應；以及光耦合器的影響。 轉換器會在特定的開關頻率下操作。設計人員知道開迴路總增益須在低於該頻率6分之1的某個點跨過0dB，因此多數設計人員會留下適當的元件公差，其它人則會將跨越點設計在大約該頻率10分之1的位置。在此例中，我們假設開關頻率固定為100kHz。 由於已知控制到輸出增益（control-to-output gain）在目標跨越頻率點的增益值，接下來只要讓TL431回授迴路和光耦合器的增益等於該增益值的倒數即可。
最详细的开关电源反馈回 路设计 Prepared on 22 November 2020
开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表： 2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Uref（）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431的内部含有一个的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1和R2的值可以得到从到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA。 了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路： 图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。 首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref公式来计算R14的值。 1.确定R13.、R14取值
1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和
BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，
TL431内部有较好的参考电压和运放,成为工业界减少控制回路成本的好方法. 本文是有关TL431的反馈回路设计. 1．通常放大器反馈 如图1,由运放和参考构成的电路(在非隔离电路通常由脉宽控制器提供)2型补偿网络.适用于被多数工程师采用的电流模控制. 低频增益由R1 C1提供.数倍低于带宽的频率有一个零点,中频带增益由R2比R1决定.根据功率部分特性确定的高频段,电路又是积分形式,增益由R1C2决定. 波特图如下:
用TL431实现分立器件的功能没什么不同.如图2. 区别是1. R5上拉电阻(提供足够电流).2. 431电路驱动能力不强,但输出接高阻抗,工作很好. 也是一个2型补偿网络. ******图太多,不贴了,详细的见pdf file.*******************
2． TL431 隔离应用 图3是隔离的应用. 与图2最大区别是输出不是电压Ve,而是光耦电流.电流由:TL431电压增益;R5; Vo 决定.(图2传函与R5,Vo无关).C3代表光耦输出电容和频响rolloff.图3也是一个2型补偿网络. A. 低频段: TL431放大器由C1R1构成的积分器的增益高,是补偿网络的主导. 图4a给出低频等值电路 B. 中频段: TL431积分器达到单位增益,超过这点,积分器输出减弱.然而总有Vo通过R5流过光耦提供增益(它是中频段的主导).图5给出中
频等值电路.交越频率在中频段,设计R5达到想要的交越频率. C. 高频段: 高频段遇到光耦自身的极点(由图6a中C3代表).图6b显示光耦增益的折点.好的光耦能到10k.然而折点是偏值电流的函数.大电流对应高带宽.在额定电流下取小R5.(有些R5被集成在控制器中不易改变).
开关电源设计重难点问答剖析 如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数？ 很多未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的EMI问题、PCB layout问题、元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用开关电源设计还是非常方便的。 一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出电压的采样电路以及反馈环的控制电路。因此这部分的设计在于保证精确的采样电路，还有来控制反馈深度，因为如果反馈环响应过慢的话，对瞬态响应能力是会有很大影响。 输出部分设计包含了输出电容，输出电感以及MOSFET等等，这些器件的选择基本上就是要满足性能和成本的平衡，比如高的开关频率就可以使用小的电感值（意味着小的封装和便宜的成本），但是高的开关频率会增加干扰和对MOSFET的开关损耗，从而效率降低。低的开关频率带来的结果则是相反的。 对于输出电容的ESR和MOSFET的Rds_on参数选择也是非常关键的，小的ESR可以减小输出纹波，但是电容成本会增加，好的电容会贵嘛。开关电源控制器驱动能力也要注意，过多的MOSFET是不能被良好驱动的。 一般来说，开关电源控制器的供应商会提供具体的计算公式和使用方案供工程师借鉴的。 如何调试开关电源电路？ （1）电源电路的输出通过低阻值大功率电阻接到板内，这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面电路的影响。 （2）一般来说开关控制器是闭环系统，如果输出恶化的情况超过了闭环可以控制的范围，开关电源就会工作不正常，所以这种情况就需要认真检查反馈和采样电路。特别是如果采
6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准 一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ） 。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。当然，反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制
TL431与TLP521的光耦反馈电路几种连接方式及其工作原理 在一般的隔离电源中，光耦隔离反馈是一种简单、低成本的方式。但对于光耦反馈的各种连接方式及其区别，目前尚未见到比较深入的研究。而且在很多场合下，由于对光耦的工作原理理解不够深入，光耦接法混乱，往往导致电路不能正常工作。本研究将详细分析光耦工作原理，并针对光耦反馈的几种典型接法加以对比研究。1 常见的几种连接方式及其工作原理。常用于反馈的光耦型号有TLP521、PC817等。这里以TLP521为例，介绍这类光耦的特性。 TLP521的原边相当于一个发光二极管，原边电流If越大，光强越强，副边三极管的电流Ic越大。副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系数，该系数随温度变化而变化，且受温度影响较大。作反馈用的光耦正是利用“原边电流变化将导致副边电流变化”来实现反馈，因此在环境温度变化剧烈的场合，由于放大系数的温漂比较大，应尽量不通过光耦实现反馈。此外，使用这类光耦必须注意设计外围参数，使其工作在比较宽的线性带内，否则电路对运行参数的敏感度太强，不利于电路的稳定工作。 通常选择TL431结合TLP521进行反馈。这时，TL431的工作原理相当于一个内部基准为2.5 V的电压误差放大器，所以在其1脚与3脚之间，要接补偿网络。 常见的光耦反馈第1种接法，如图1所示。图中，Vo为输出电压，Vd为芯片的供电电压。com信号接芯片的误差放大器输出脚，或者把PWM 芯片(如U C3525)的内部电压误差放大器接成同相放大器形式，com信号则接到其对应的同相端引脚。注意左边的地为输出电压地，右边的地为芯片供电电压地，两者之间用光耦隔离。 图1所示接法的工作原理如下：当输出电压升高时，TL431的1脚(相当于电压误差放大器的反向输入端)电压上升，3脚(相当于电压误差放大器的输出脚)电压下降，光耦TLP521的原边电流If增大，光耦的另一端输出电流Ic增大，电阻R4上的电压降增大，com引脚电压下降，占空比减小，输出电压减小；反之，当输出电压降低时，调节过程类似。 常见的第2种接法，如图2所示。与第1种接法不同的是，该接法中光耦的第4脚直接接到芯片的误差放大器输出端，而芯片内部的电压误差放大器必须
开关电源PCB设计要点及实例分析 开关电源PCB设计要点及实例分析 开关电源PCB设计要点及实例分析 为了适应电子产品飞快的更新换代节奏，产品设计工程师更倾向于选择在市场上很容易采购到的AC/DC适配器，并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。由于开关电源产生的电磁干扰会影响到其电子产品的正常工作，正确的电源PCB设计就变得非常重要。开关电源PCB设计与数字电路PCB设计完全不一样。在数字电路排版中，许多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，且芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。用自动排版方式排出的开关电源肯定无法正常工作。所以,设计人员需要对开关电源PCB设计基本规则和开关电源工作原理有一定的了解。 1 开关电源PCB设计基本要点 1.1 电容高频滤波特性 图1是电容器基本结构和高频等效模型。 图1 电容器结构和寄生等效串联电阻和电感 电容的基本公式是 C=Εrε0 （1）
式（1）显示，减小电容器极板之间的距离（D）和增加极板的截面积（A）将增加电容器的电容量。 电容通常存在等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）二个寄生参数。图2是电容器在不同工作频率下的阻抗（ZC）。 图2 电容阻抗（ZC）曲线 一个电容器的谐振频率（F0）可以从它自身电容量（C）和等效串联电感量（LESL）得到，即 F0= （2） 当一个电容器工作频率在F0以下时，其阻抗随频率的上升而减小，即 ZC= （3） 当电容器工作频率在F0以上时，其阻抗会随频率的上升而增加，即 ZC=J2πfLESL（4） 当电容器工作频率接近F0时，电容阻抗就等于它的等效串联电阻（RESR）。 电解电容器一般都有很大的电容量和很大的等效串联电感。由于它的谐振频率很低，所以只能使用在低频滤波上。钽电容器一般都有较大电容量和较小等效串联电感，
在一般的隔离电源中，光耦隔离反馈是一种简单、低成本的方式。但对于光耦反馈的各种连接方式及其区别，目前尚未见到比较深入的研究。而且在很多场合下，由于对光耦的工作原理理解不够深入，光耦接法混乱，往往导致电路不能正常工作。本研究将详细分析光耦工作原理，并针对光耦反馈的几种典型接法加以对比研究。 1 常见的几种连接方式及其工作原理 常用于反馈的光耦型号有TLP521、PC817等。这里以TLP521为例，介绍这类光耦的特性。 TLP521的原边相当于一个发光二极管，原边电流If越大，光强越强，副边三极管的电流Ic越大。副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系数，该系数随温度变化而变化，且受温度影响较大。作反馈用的光耦正是利用“原边电流变化将导致副边电流变化”来实现反馈，因此在环境温度变化剧烈的场合，由于放大系数的温漂比较大，应尽量不通过光耦实现反馈。此外，使用这类光耦必须注意设计外围参数，使其工作在比较宽的线性带内，否则电路对运行参数的敏感度太强，不利于电路的稳定工作。 通常选择TL431结合TLP521进行反馈。这时，TL431的工作原理相当于一个内部基准为2.5 V的电压误差放大器，所以在其1脚与3脚之间，要接补偿网络。 常见的光耦反馈第1种接法，如图1所示。图中，Vo为输出电压，Vd为芯片的供电电压。com信号接芯片的误差放大器输出脚，或者把PWM 芯片(如UC3525)的内部电压误差放大器接成同相放大器形式，com信号则接到其对应的同相端引脚。注意左边的地为输出电压地，右边的地为芯片供电电压地，两者之间用光耦隔离。 图1所示接法的工作原理如下：当输出电压升高时，TL431的1脚(相当于电压误差放大器的反向输入端)电压上升，3脚(相当于电压误差放大器的输出脚)电压下降，光耦TLP521的原边电流If增大，光耦的另一端输出电流Ic增大，电阻R4上的电压降增大，com引脚电压下降，占空比减小，输出电压减小；反之，当输出电压降低时，调节过程类似。 常见的第2种接法，如图2所示。与第1种接法不同的是，该接法中光耦的第4脚直接接到芯片的误差放大器输出端，而芯片内部的电压误差放大器必须接成同相端电位高于反相端电位的形式，利用运放的一种特性——当运放输出电流过大(超过运放电流输出能力)时，运放的输出电压值将下降，输出电流越大，输出电压下降越多。因此，采用这种接法的电路，一定要把PWM 芯片的误差放大器的两个输入引脚接到固定电位上，且必须是同向端电位高于反向端电位，使误差放大器初始输出电压为高。
电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅 尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院 在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性； 2、很高的输出电压精度； 3、具有内在对功率开关电流的控制能力； 4、良好的并联运行能力。 由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。 一、uc3842简介 图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。 图1UC3842的内部结构框图如下： UC3842具有以下特点： 1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉； 2、电压调整率很好； 3、负载调整率明显改善； 4、频响特性好，稳定幅度大； 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压
开关电源控制环设计原理 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 图1 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
图2 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 图3 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
光耦电路设计 目录 简介： (2) 输入电路（原边） (2) 输出电路（副边） (6) 电流传输比： (7) 延时： (9)
简介： 外部信号可能是电压、电流或开关触点，直接接入电路可能会引起瞬时高压、过压、接触点抖动等。因此在外部信号输入之前，须经过转换、保护、滤波、隔离等措施。对小功率信号处理时: 通常简单采用RC 积分滤波或再添加门电路；而在对大功率信号处理时：输入与内部电路电压或电源电压的压差较大，常常采用光电耦合器来隔离。 使用光耦设计隔离电路时，特别要注意电流传输比的降额，驱动电流关断和开通的大小，与延迟相关的负载大小及开关速率。在进行光耦输入电路设计时，是以光耦为中心的输入电路与输出电路（即原边与副边的电路），光耦的工作原理就是输入端输入信号V in ，光耦原边二极管发光使得光耦副边的光敏三极管导通，三极管导通形成回路产生相应信号（电压或者电流），这样就实现传递信号的目的。在进行光耦输出电路设计时，计算公式与输入部分相同，同时需关注电平匹配、阻抗匹配、驱动功率、负载类型和大小。以下针对光耦输入电路设计为例。 输入电路（原边）： 针对于光耦原边的电路设计，如图1 ， 就是设计发光二级管的驱动电路。因此须 首先要了解光耦的原边电流I F 和二极管的导通压降V F 等相关信息。根据必要的 信息来设计LED 驱动电路，和通常的数字输入电路一样，输入端需要添加限流电阻对二极管起保护作用。而这个电阻的阻值则是此处的关键，对于图1的限流电阻R 的阻值可以根据下面的公式计算： ……………………… ① 波。并且RC 电路的延迟特性也可以达到测试边沿，产生硬件死区、消除抖动等 图1 LED 驱动电路