开关电源控制环设计 资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
Introduction
在手机射频中， 最常额外添加 LNA 的 RF 应用， 应该莫过于讯号极为微弱的 GPS， 如下图[18] :
然而随着手机射频越来越复杂， 其他 RF 应用， 也开始出现额外添加 LNA 的需求， 如下图[9]。故本文件将探讨外加 LNA，对于接收机性能的影响。
1
Noise Figure
所谓灵敏度， 指的是在 SNR 能接受的情况下， 其接收机能接收到的最小讯号[17]， 其公式如下 :
然而对于手机射频工程师而言，能着手改善灵敏度的，只有 Noise Figure 一项。 Noise Figure 的定义如下[17] :
理想上 SNR 当然是越大越好， 最好是无限大(表示都没有噪声)， 但实际上不可能 没有噪声，因此所谓 Noise Figure，衡量的是当一个讯号进入一个系统时，其输 出讯号的 SNR 下降多寡，亦即其噪声对系统的危害程度，示意图如下[17] :
假设信号经过一组件， 其 SNR 下降 1 dB， 那么我们可以说， 该组件的 Noise Figure 为 1 dB。
2
而由下图可知，Noise Figure 最小为零，亦即输出信号的 SNR 完全不变。同时也 由下图可知，信号经过任何组件，不管是有源还是无源，其 SNR 都只会变小， 再怎样都不会变大，所以 Noise Factor 最小是 1[14]。
因此，若信号经过越多组件，则 SNR 会下降越多[3]。
而不论是有源还是无源组件，其 Noise Figure 主要是来自其 Insertion Loss。
3
零中频趋势 小型化大势所趋，零中频崭露头角 二十世纪七、八十年代，微电子和通信技术出现了革命性的发展，集成电路和个人数字 通信系统开始改变人们的生活方式。1974年Motorola推出了第一个现代意义上的寻呼机(Pager)，此后寻呼系统的发展一度风靡全球。寻呼机、手机这类个人通信装置由于随身携带，所以必须做到体积小、重量轻，并且非常省电。为了达到这些目的，设计者们绞尽了脑汁。大家的共识是尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集 成度。 但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到目前为止无法集成到芯片上去的，这就是它的镜频抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能 用到一些较为昂贵的器件如声表面波(SAW)滤波器。这时，又有人想到了零中频接收机。我们已经知道，零中频接收机⑴不存在镜频问题；⑵只要用低通滤波器来选择信道，而低通 滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难，也可以用廉价的电容和电感来实现。凭这两点，可以只用极少的片外元件而达到极高的集成度。 1980年，第一个实用的零中频寻呼机终于诞生，这也是第一个小型化的个人数字通信接收机。其工作原理如图2所示。接收到的高频信号经过一对正交混频器(Quadrature Mixer) 变频后产生两个正交的零中频信号I和Q，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大。由于使用简单的二进制FSK调制，最后的解调过程甚至可以用一个D触发器来完成。在大量改进 的基础上，Philips在其UAA2080系列寻呼机中成功地应用了零中频结构。32引脚的芯片 中包含了低噪声放大器、正交混频器、信道选择滤波器、限幅放大器、FSK解调器以及本 振及带隙参考源等电路模块，接收机灵敏度等指标与超外差式相比并不逊色，而片外元件总 数不到40个，其中绝大多数是电容电阻。要知道，即便是数字电路芯片也需要一定数量的外围元件。 理想与现实之间，要直接不太容易 不知不觉，寻呼业的热潮开始消退，但零中频结构却魅力凸显，面对个人移动通信的汹 涌浪潮，人们开始尝试将它用到手机中，但是这次奇迹并没有再现。大量的研究和实践为我 们揭示了症结所在。 直流漂移(DC Offset) 零中频结构最根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，这虽然是设计者所希望 的，因为可以节省很多价格不菲的元件，但不幸的是这一频段很不干净”因此信号还没来 得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声污染”了。一个最广为人知的问题是本振信 号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可 能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以 漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频 器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混 频的现象被称为自混频”我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相
1 前言 (2) 2 工程概况 (2) 3 正文 (2) 3.1零中频接收系统结构性能和特点 (3) 3.2基于ADS2009对零中频接收系统设计与仿真 (3) 3.3超外差接收系统结构性能和特点 (12) 3.4基于ADS2009对超外差接收系统设计与仿真 (13) 4 有关说明 (16) 5 心得体会 (18) 6 致谢 (18) 7 参考文献 (19)
射频是一种频谱介于75kHz-3000GHz之间的电波，当频谱范围介于20Hz-20kHz之间时，这种低频信号难以直接用天线发射，而是要利用无线电技术先经过转换，调制达到一定的高频范围，才可以借助无线电电波传播。射频技术实质是一种借助电磁波来传播信号的无线电技术。 无线电技术应用最早从18世纪下半段开始，随着应用领域的扩大，世界已经对频谱进行了多次分段波传播。当前，被广泛采用的频谱分段方式是由电气和电子工程师学会所规定的。随着科学技术的不断发展，射频所含频率也不断提高。到目前为止，经过两个多世纪的发展，射频技术也已经在众多领域的到应用。特别是高频电路的应用。其中在通信领域，射频识别是进步最快的重要方面。 工程概况 近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，对超外差结构和零中频结构进行设计与仿真。 正文 下面设计一个接收机系统，使用行为级的功能模块实现收信机的系统级仿真。
反激电源的控制环路设计一环路设计用到的一些基本知识。 电源中遇到的零极点。
注：上面的图为示意图，主要说明不同零极点的概念，不代表实际位置。 二电源控制环路常用的3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点的补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 （3） 三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振的拓扑，如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。 三，环路稳定的标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路的相移小于360度，环路就是稳定的。 但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数的变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源的阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定的时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。
所以环路要留一定的相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好的，所以相位裕量的最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：
这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络的只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起的最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，既电源有很好的负载和线路调整率。 四，如何设计控制环路？ 经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）画出已知部分的频响曲线。 2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB频率。 3）根据步骤2）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线。 上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释：
零中频接收机设计 2013年09月24日13:09eechina 分享 关键词：零中频,接收机 作者在：冷爱国，TI公司China Telecom system 摘要 相较传统的超外差接收机，零中频接收机具有体积小，功耗和成本低，以及易于集成化的特点，正受到越来越广泛关注，本文结合德州仪器（TI）的零中频接收方案（TRF3711），详细分析介绍了零中频接收机的技术挑战以及解决方案。 概述 零中频接收机在几十年前被提出来，工程中经历多次的应用实践，但是多以失败告终，近年来，随着通信系统要求成本更低，功耗更低，面积更小，集成度更高，带宽更大，零中方案能够很好的解决如上问题而被再次提起。 本文将详细介绍零中频接收机的问题以及设计解决方案，结合TI的零中频方案TRF3711测试结果证明，零中频方案在宽带系统的基站中是可以实现的。 1、超外差接收机 1.1超外差接收机问题 为了更好理解零中频接收的优势，本节将简单总结超外差接收机的一些设计困难和缺点。 图一是简单超外差接收机的架构，RF信号经过LNA(低噪声放大器)进入混频器，和本振信号混频产生中频信号输出，镜像抑制滤波器滤出混频的镜像信号，中频滤波器滤除带外干扰信号，起到信道选择
的作用，图中标示了频谱的搬移过程及每一部分的功能。 在超外差接收机种最重要的问题是怎样在镜像抑制滤波器和信号选择滤波器的设计上得到平衡，如图一所示，对滤波器而言，当其品质因子和插损确定，中频越高，其对镜像信号的抑制就越好，而对干扰信号的抑制就比较差，相反，如果中频越低，其对镜像信号的抑制就变差，而对干扰信号的抑制就非常理想，由于这个原因，超外差接收机对镜像滤波器和信道滤波器的选择传输函数有非常高的要求，通常会选用声表滤波器(SAW)，或者是采用高阶LC滤波器，这些都不利于系统的集成化，同时成本也非常高。 在超外差接收机中，由于镜像抑制滤波器是外置的，LNA必须驱动50R负载,这样还会导致面积和放大器噪声，增益，线性度，功耗的平衡性问题。 镜像滤波器和选择滤波器的平衡设计也可采用镜像抑制架构，如图二所示的Hartley（1）和Weaver （2）拓扑架构，在A点和B点的输出是相同极性的有用信号和极性相反的镜像信号，这样通过后面的加法器，镜像信号就可以被抵消掉，从而达到简化镜像滤波器的设计，但是这种架构由于相位和幅度不平衡，其镜像信号没有办法完全抑制，如证明(6),镜像抑制比I IR。 E指相对的电压幅度差，指相位差，如果E和Θ足够小，式（1）可以简化为(2)。 这里Θ是弧度，如果E=5%，Θ=5度，IIR约为26dB,如果要达到60dB的IIR,需要Θ低于0.1度，这是非常难以实现的，通常这种架构可以做到30-40dB的镜像抑制（7）,所以，即使采用这种架构，镜像抑制滤波器和信道选择仍然需要仔细设计。
反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。 电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。 二电源控制环路常用の3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 （3） 三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。 三，环路稳定の标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。 但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：
这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。 四，如何设计控制环路？ 经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。我们の前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）画出已知部分の频响曲线。 2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线の0dB频率。 3）根据步骤2）确定の带宽频率决定补偿放大器の类型和各频率点。使带宽处の曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路の频响曲线。 上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释：
1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和
BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，
零中频射频接收机技术 作者：东南大学射频与光电集成电路研究所李智群王志功2004年7月A版 摘要：零中频(Zero IF)或直接变换(Direct-Conversion)接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，正成为射频接收机中极具竞争力的一种结构。本文在介绍超外差(Super Heterodyne)结构与零中频结构性能和特点的基础上，重点分析零中频结构存在的本振泄漏(LO Leakage)、偶次失真(Even-Order Distortion)、直流偏差(DC Offset)、闪烁噪声(Flicker Noise)等问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。 关键词：零中频；超外差；本振泄漏；自混频 引言 近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。 超外差接收机 超外差(Super Heterodyne)体系结构自1917年由Armstrong发明以来，已被广泛采用。图1为超外差接收机结构框图。在此结构中，由天线接收的射频信号先经过射频带通滤波器(RF BPF)、低噪声放大器(LNA)和镜像干扰抑制滤波器(IR Filter)后，进行第一次下变频，产生固定频率的中频(IF)信号。然后，中频信号经过中频带通滤波器(IF BPF)将邻近的频道信号去除，再进行第二次下变频得到所需的基带信号。低噪声放大器(LNA)前的射频带通滤波器衰减了带外信号和镜像干扰。第一次下变频之前的镜像干扰抑制滤波器用来抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。使用可调的本地振荡器(LO1)，全部频谱被下变频到一个固定的中频。下变频后的中频带通滤波器用来选择信道，称为信道选择滤波器。此滤波器在确定接收机的选择性和灵敏度方面起着非常重要的作用。第二下变频是正交的，以产生同相(I)和正交(Q)两路基带信号。 超外差体系结构被认为是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Q值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸。目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现。
Introduction 由于现今智能手机要求的RF功能越来越多，这连带使得零件数目越来越多，且越来越要求轻薄短小[1,4]， 下图是零中频架构的接收机[4]，由于零中频架构，去除掉了中频的零件，具备了低成本，低复杂度，以及高整合度，这使得零中频架构的收发器，在手持装置，越来越受欢迎。但连带也有一些缺失，典型的缺失之一，便是DC Offset[2-3]。
由[5]可知，零中频架构的接收机，便是直接将射频讯号，降频为基频的直流讯号，而DC Offset之所以成为零中频架构的难题，在于它们会座落在频谱上为零之处，或其附近，很难滤除，因此会直接干扰到主频，且其强度甚至有可能大过讯号本身[3]。 由[9]可知，DC Offset会造成相位误差。
而解调时，会以EVM来衡量相位误差的程度，如下图左。而DC Offset会使星座图整体有所偏移，如下图右，换言之，DC Offset会使接收机的EVM变大[10-11] 。 而由[12]可知，若EVM变大，则同样的SNR，对应到的BER会升高，其解调结果会变差，亦即DC Offset会使灵敏度变差。
由[13]可知，接收机的LNA，其Gain皆非单一固定值，即VGA(Variable gain amplifier) 架构，如下图: 以灵敏度的角度而言，之所以希望透过AGC机制，以及VGA，来缩减LNA输出讯号的动态范围，主要便是希望ADC的输入讯号，其强度大小能适中，使讯号在解调时，不会因讯号过小而导致SNR下降，也不会因讯号过大，使后端电路饱和，Noise Floor上升，而导致SNR下降[4]。
反激型电源中的控制环路的设计 经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB 频率。 2）画出已知部分的频响曲线。 3） 根据步骤1）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为－1,画出整个电路的频响曲线。 首先我们应该明白系统稳定的要求： 1．在截止频率Fco(开环增益为1)处，总开环相位延迟必须小于180度，一般留 有45度裕量。 2．为防止-2的增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在Fco 附近 的斜率应为-1。 系统的各部分框图如下： 图1 上图包括了一下几个模块，其中： ??V V G K EA =，为误差放大器传递函数； R E OC V V A ??'=，光耦电路的增益； C VC V V G ??0=，控制电压到输出电压的传递函数
已知部分的频响曲线是指除G EA(补偿放大器)外的所有部分的乘积，在BODE图上是相加。 首先确定剪切频率F CO。环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面的限制：a)为了保证系统稳定，根据采样定理，剪切频率F CO必须小于开关频率的1/2，但实际上，F CO必须远远小于开关频率的1/2，否则在输出中将会有很大的纹波。 b)如果电路工作在CCM模式下，则存在着右半平面零点（RHZ）。这个零点的影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计的远离它，一般取其1/4-1/5；c)补偿放大器的带宽不是无穷大，当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制，及电容零点受温度影响等。所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。 选定F CO后，在F CO处的T（总体传函）的增益为0，则G EA在F CO处的增益必须为G VC A OC在此处增益的倒数。 然后确定除G EA(补偿放大器)外的所有部分，即系统的除G EA的传递函数。如果我们采用的3845的电流型控制模式，部分电路图如下： 图2则在CCM下，系统的传函如下：
6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准 一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ） 。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。当然，反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制
零中频射频接收机技术 作者：李智群王志功来源：电子产品世界时间： ［文字选择：大中小］［添加到收藏夹］ 超外差接收机 超外差(Super Heterodyne)体系结构自1917年由Armstrong发明以来，已被广泛采用。图1为超外差接收机结构框图。在此结构中，由天线接收的射频信号先经过射频带通滤波器(RF BPF)、低噪声放大器(LNA)和镜像干扰抑制滤波器(IR Filter)后，进行第一次下变频，产生固定频率的中频(IF)信号。然后，中频信号经过中频带通滤波器(IF BPF)将邻近的频道信号去除，再进行第二次下变频得到所需的基带信号。低噪声放大器(LNA)前的射频带通滤波器衰减了带外信号和镜像干扰。第一次下变频之前的镜像干扰抑制滤波器用来抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。使用可调的本地振荡器(LO1)，全部频谱被下变频到一个固定的中频。下变频后的中频带通滤波器用来选择信道，称为信道选择滤波器。此滤波器在确定接收机的选择性和灵敏度方面起着非常重要的作用。第二下变频是正交的，以产生同相(I)和正交(Q)两路基带信号。 超外差体系结构被认为是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Q值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸。目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现。 零中频接收机 由于零中频接收机不需要片外高Q值带通滤波器，可以实现单片集成，而受到广泛的重视。图2为零中频接收机结构框图。其结构较超外差接收机简单许多。接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号。由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成。 零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。 不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。 本振泄漏(LO Leakage) 零中频结构的本振频率与信号频率相同，如果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频口输出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰，图3给出了本振泄漏示意图。本振泄漏在超外差式接收机中不容易发生，因为本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外。 偶次失真(Even-Order Distortion) 典型的射频接收机仅对奇次互调的影响较为敏感。在零中频结构中，偶次互调失真同样会给接收机带来问题。如图4所示，假设在所需信道的附近存在两个很强的干扰信号，LNA存在偶次失真，其特性为y(t)=a1x(t)+a2x2(t)。若 x(t)=A1cosw1t+A2cosw2t，则y(t)中包含a2A1A2cos(w1-w2)t项，这表明两个高频干扰经过含有偶次失真的LNA将产生一个低
开关电源PCB设计要点及实例分析 开关电源PCB设计要点及实例分析 开关电源PCB设计要点及实例分析 为了适应电子产品飞快的更新换代节奏，产品设计工程师更倾向于选择在市场上很容易采购到的AC/DC适配器，并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。由于开关电源产生的电磁干扰会影响到其电子产品的正常工作，正确的电源PCB设计就变得非常重要。开关电源PCB设计与数字电路PCB设计完全不一样。在数字电路排版中，许多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，且芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。用自动排版方式排出的开关电源肯定无法正常工作。所以,设计人员需要对开关电源PCB设计基本规则和开关电源工作原理有一定的了解。 1 开关电源PCB设计基本要点 1.1 电容高频滤波特性 图1是电容器基本结构和高频等效模型。 图1 电容器结构和寄生等效串联电阻和电感 电容的基本公式是 C=Εrε0 （1）
式（1）显示，减小电容器极板之间的距离（D）和增加极板的截面积（A）将增加电容器的电容量。 电容通常存在等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）二个寄生参数。图2是电容器在不同工作频率下的阻抗（ZC）。 图2 电容阻抗（ZC）曲线 一个电容器的谐振频率（F0）可以从它自身电容量（C）和等效串联电感量（LESL）得到，即 F0= （2） 当一个电容器工作频率在F0以下时，其阻抗随频率的上升而减小，即 ZC= （3） 当电容器工作频率在F0以上时，其阻抗会随频率的上升而增加，即 ZC=J2πfLESL（4） 当电容器工作频率接近F0时，电容阻抗就等于它的等效串联电阻（RESR）。 电解电容器一般都有很大的电容量和很大的等效串联电感。由于它的谐振频率很低，所以只能使用在低频滤波上。钽电容器一般都有较大电容量和较小等效串联电感，
开关电源控制环设计原理 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 图1 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
图2 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 图3 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
WCDMA 相较于2G时代的GSM技术，WCDMA在Data Rate与信道容量，都大大提升[1]，采用了几个不同于GSM的技术。一个是CDMA技术，也就是分码多任务，用简单的比喻来比较TDMA, FDMA, CDMA的不同[2] : 在会议室内，若要保持通话时不被干扰，一种分别是选择不同时间通话(TDMA) 一种是同时间通话，但分别在不同的隔间(FDMA)
还有一种是同时间又同隔间通话，但讲不同语言(CDMA) 这三种技术，分别在时域跟频域的比较 : 由上图可知，CDMA 不分时也不分频，但因为分码，采正交码技术，不同码之间完全没有相关，因此大大提高了安全性。 C
另外则是展频技术， 将讯号的带宽拓宽，使其带以拓宽，与前述的正交码有送数据没有关系，故的传送数据，因此使得讯号得知，带宽拓宽后，其信道 由上式可知，信道容量也跟个位的SNR ，b E 即每个位的式 : 便可算出系统的SNR ， 使其带宽远大于未作展频调变之原始数据带宽交码有关。由于Tx 端会采用一组正交码，且该Rx 端也需使用该组正交码，才能解开展频，得讯号不易被干扰与撷取[3]，同时也由Shanno 其信道容量也提升了，连带提高了Data Rate[4] 量也跟SNR 有关，但在CDMA 中，会先以 E N 个位的能量，而0N 即噪声的功率频谱密度， 其中b f 是Data Rate ，因此若提升0 b E N ， 则可提升
另外，由于原始数据的Chip Rate ，会在展频后大大提升，使得讯号会额外获得增益，进而再提高SNR ，该增益称为处理增益，Processing Gain ，P G ()10log( )C P R G dB R = R 是原始资料的Chip Rate ，C R 是展频后的Chip Rate ，由[5]可知，R 与C R 分别为12.2Kbps 与3.84Mcps ，带入上式，
2, 综合分析超外差（heterodyne）接收机、零中频（homodyne）接收机和低中频（low-IF）接收机的特点。 答案：（1）超外差式接收机(heterodyne receiver)： 优点(benefits)：1）超外差式接收机可以有很大的接收动态范围。2）超外差式接收机具有很高的邻道选择性(selectivity)和接收灵敏度(sensitivity)。一般超外差式接收机在混频器前面会有一个预选射频滤波器，在混频器后面还会有一个中频滤波器。这就使得它具有良好的选择性，可以抑制很强的干扰。3）超外差式接收机受I/Q信号不平衡度影响小，不需要复杂的直流消除电路。 缺点(drawback)：1）由于超外差式接收机一般会用到一级或几级中频混频所以电路会相对于零中频接收机复杂且成本高集成度不高。2）超外差式接收机会用到很多离散的滤波器，这些滤波器可以是SAW或陶瓷的，但一般比较昂贵，而且体积较大，是的集成度不高，成本也较高。3）超外差式接收机一般需要较高的功率消耗。 应用：相干检测的方案中(QPSK、QAM)。 （2）零中频接收机(homodyne receiver)： 优点(benefits)：1）零中频接收机可以说是目前集成度最高的一种接受机，体积小，成本也很低，但是如果到了VHF频段设计零中频接收机将变得非常复杂、困难。因为频率越高，IQ解调器所用到的本振很难做到正交，频率也很难做到很准确，一个解决办法就是增加AFC电路，自动控制本振频率。2）功率消耗较低。3）不需要镜像频率抑制滤波器，同样减小了体积和成本。 缺点(drawback)：1）由于信道选择性完全是在基带有源低通滤波器实现的，所以诸如大的动态范围、低噪声和良好的线性度这些指标要求使得有源低通滤波器的设计和实现非常困难。2）需要直流消除电路。由本振自混频(self-mix)和强干扰信号自混频在基带产生的直流电压会恶化接收信号，需要用到直流消除技术。如果不应用直流消除技术，这种方案就只能用在没有直流成分的调制方案中(比如：NC-FSK)。3）因为零中频接收机的载波是在射频频段，这样载波恢复变得很困
环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要：环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC>的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大 器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈 众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈的相位保持在180°以内，那么控制环路将总是稳定的。当然，在现实中这种情况是不会存在的，由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移，如果不采用适合的环路补偿，这类相移同样会导致开关电源的不稳 定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指：相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减>。在实际设计开关电源时，只在设计反激变换器时才考虑增益裕度，设计其它变换器时，一般不使用增益裕度。在开关电源设计中，相位裕度有两个相互独立作用：一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程；另一个作用是当元器件参数发生变化时，仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时，电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下，环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下，这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大，考虑在所有负载和输入电压下环路和相位裕度应大于30°。如图l所示为开关电源控制方框示意图，开关电源控制环路由以下3