电流控制实际上一般是控制电感的电流.此时电感相当于一个内阻很大的电流源.由于要很快的跟踪直流电流,所以电流环速度很快.电压环控制的是输出电容上的电压,是外环.响应速度一般较慢.
在实际应用过程中,由于直接检测电感电流有时比较困难而且成本较高,所以检测开关管的峰值电流作为变通的方法.不过需要加入谐波补偿才能稳定.
电流模式DC-DC会有两个反馈回路控制输出电压稳定--
内环即电流反馈回路,外环即电压反馈回路.
斜坡补偿是为了消除PWM占空比大于50%的条件下,电流环
出现的压谐波振荡现象,而在电流环反馈回路叠加一个正斜率
的补偿信号,或是在电压环反馈回路叠加一个负斜率的补偿信号....
电流环的带宽一定要大于电压环的带宽.
1,他们的区别主要是采样电流比较的对象不同
2,电压控制模式采样电流是与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较
3,电流控制模式采样电流是一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号比较,然后得到PWM脉冲关断时刻.因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度,而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小,然后间接地控制PWM脉冲宽度.(其实电流控制模式又分为峰值电流模式和平均电流模式)
关于电流型(峰值)控制,它的斜率补偿从某种程度上说,是引入了一些电压型控制特点.所以加了斜率补偿的电流型控制方法(峰值)实际上是一种混合体.加入斜率补偿注入的三角波完全遮蔽了采样电流,那么就是电压型控制了.如果在电压型控制芯片的三角波里边注入了电流信号,那就带有电流型控制的特点了,不过由于电压型控制的三角波还兼具CLK的共用,所以那样会改变频率……
电压模式
误差电压同三角波比较,结果控制占空比.
电流模式
电流同误差电压比较,控制占空比.电流模式对振荡器斜率没有要求,振荡器主要是产生CLK 复位芯片内部的触发器用的.
电压模式的振荡器除了产生CLK外,还要产生波形质量很好的三角波供PWM单元使用.
所谓的电流型或者电压型问题实质上是讨论的PWM 的调制策略.此时还没有反馈还存在,所以是讨论的开环特性.并且这种控制策略可以和不同的拓扑结合,比如电流型正激,电压型反激(尽管几乎见不到,但是理论上是存在的.)电流型半桥(峰值电流是不适合半桥拓扑的,所以这里用的是平均电流型拓扑).
峰值电流的控制机理是：在每个周期，由电压控制外环输出控制电压VC，它为本周期的电感电流瞬时值设定了的最大值。电压控制外环根据负载和输入电池电压状态设定本周期的电感电流峰值，电流控制内环将设定的电感电流峰值与实际的电感电流瞬时值作比较，系统根据此比较结果调整开关管关断的时刻，从而实现对电感中峰值电流的控制。
根据它的机理，我是否可以这样理解：外环电压控制得到一个电压值Vc，如果电流峰值经过放大后没有达到Vc，那么这个电压值就直接送到脉宽调节器（我用的是SG3525,）从而实现脉宽调节，自动调节到我所想要的电压。如果检测到的峰值电流经过放大后大于限定值Vc，那么就关断PWM输出。
请各路大侠指教，我这样理解是否正确，如不正确，请多多指点。
开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较 作者：罗伯特.曼诺 Unitrode公司的IC公司拥有自成立以来一直活跃在前沿的发展控制电路来实现国家的最先进的级数在电源技术。在多年来许多新产品已推出使设计人员能够在易于应用新的创新电路拓扑结构。由于每一种新的拓扑声称提供改进过的这以前是可用的，它是合理的期望一些混乱将与引进的UCC3570的生成 - 一种新的电压模式控制器介绍我们告诉了近10年后世界上目前的模式是这样的优越方法。 但事实却是，没有一个统一的拓扑结构是最适合所有的应用程序。此外，电压模式控制如果更新了现代化的电路和工艺的发展 - 大有作为今天的高性能用品的设计师和是一个可行的竞争者为电源设计人员的重视。要回答的问题是，它的电路拓扑结构最好是为一个特定的应用程序时，必须从的每一种方法的两个优点和缺点的认识。下面的讨论尝试这样做以一致的方式为这两个电源的控制算法。 电压模式控制这是用于在第一开关的方法调节器的设计和它服务的行业以及为多年本电压模式配置。这种设计的主要特点是:有一个单一的电压反馈路径，以脉冲宽度调制，通过比较所执行的以恒定的倾斜波形电压误差信号。电流限制必须分开进行。 电压模式控制的优点有： 1．单个反馈回路更易于设计和分析。 2．大振幅锯齿波为一个稳定的调制过程提供良好的噪声容限。 3. 低阻抗功率输出为多路输出电源提供更佳交叉调整。 电压模式控制的缺点： 1.任何改变线路或负载必须首先被检测作为输出的变化，然后由校正反馈回路。 这通常意味着响应速度慢。 2.输出滤波器将两个极点的控制循环要求无论是占主导地位的极低频滚降在误 差放大器或在补偿加零。 3.补偿是通过进一步复杂化，即环增益随输入电压而变化。 电流模式控制上述的缺点是相对显著，因为，设计师们在它的介绍非常积极地考虑所有被缓解电流模式控制这种拓扑结构。如可以看到的从图2中，基本电流模式的图 控制使用振荡器只能作为一个固定频率时钟和斜坡波形被替换为从输出电感电流产生的信号。 而这种控制技术提供的优点包括以下内容： 1. 由于电感电流上升与输入电压 - 武定一个斜坡，这个波形会回应马上到线电压的变化，消除双方的延迟反应和增益变化与输入电压变化。 2. 由于误差放大器现在用命令的输出电流而不是电压，输出电感的影响被最小化现在的过滤器只提供一个单极到反馈回路（至少在感兴趣的正常区域）。这允许在可比的电压模式电路更简单补偿和更高的增益带宽。 3. 电流模式电路额外的好处包括固有的脉冲逐脉冲限流仅仅通过钳位误差放大器的命令，当多个功率单元并联共享以及提供方便的负荷。 而改进提供了电流模式令人印象深刻的是，这项技术在设计过程中还带有其独特的一套必须解决的问题。一些这些清单已概述如下：
如何判断电压反馈与电流反馈？ 若反馈量与输出电压成正比则为电压反馈；若反馈量与输出电流成正比则为电流反馈。通常可以采用负载短路法来判断。 从概念上说，若反馈量与输出电压（有时不一定是输出电压，而是取样处的电压）成正比则为电压反馈；若反馈量与输出电流（有时不一定是输出电流，而是取样处的电流）成正比则为电流反馈。在判断电压反馈和电流反馈时，除了上述方法外，也可以采用负载短路法。负载短路法实际上是一种反向推理法，假设将放大电路的负载电阻RL短路（此时，），若输入回路中仍然 存在反馈量，即，则为电流反馈；若输入回路中已不存在反馈，即则为电压反馈。 判断电压反馈和电流反馈更直观的方法是根据负载电阻与反馈网络的连接方式来区分电 压反馈与电流反馈。将负载电阻与反馈网络看作双端网络（在反馈放大电路中其中一端通常为公共接地端），若负载电阻与反馈网络并联，则反馈量对输出电压采样，为电压反馈。否则，反馈量无法直接对输出电压进行采样，则只能对输出电流进行采样，即为电流反馈。 电压负反馈可以稳定输出电压；而电流负反馈则可以稳定输出电流。区分电压反馈与电流反馈只有在负载电阻RL变动时才有意义。如果RL固定不变，因输出电压与输出电流成正比，所以，在稳定输出电压的同时也必然稳定输出电流，反之亦然，二者效果相同。但是当负载电阻 RL改变时，二者的效果则完全不同，电压负反馈在稳定输出电压时，输出电流将更不稳定； 而电流负反馈在稳定输出电流时，输出电压将更不稳定。 图6 电压反馈与电流反馈的判断 如图5(a)，反馈电压，反馈量与输出电压成正比，故为电压反馈。
图6(a)，反馈电压，反馈量与输出电流成正比，故为电流反馈。 图6 (b)，反馈电流，反馈量与输出电流成正比，故为电流反馈。也可用负载短路法来判断，如图5(a)中，将RL短路时（此时，），如图7(a)所示。由于输 入回路中不存在反馈（），所以图5(a)电路为电压反馈。将图6(a) 中RL短路时（此 时，，如图7(b)所示，输入回路中仍然存在反馈量（），说明反馈对输出电流取样，所以图6(a)电路应为电流反馈。 图7 负载短路法判断电压反馈与电流反馈
分析电流控制型开关电源方案 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。 电压控制型开关电源会对开关电流失控，不便于过流保护，并且响应慢、稳定性差。与之相比，电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，能克服电流失控的缺点，并且性能可靠、电路简单。据此，我们用UC3842芯片设计了一个电流控制型开关电源。为了提高输出电压的精度，系统没有采用离线式结构，而采用直接反馈式结构。本系统在设计上充分考虑了电磁兼容性和安全性，可广泛应用于
工业、家电、视听和照明设备。 电流控制型开关电源的原理框图 电流型控制是针对电压型控制的缺点而发展起来的，在保留了电压控制型的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，其原理框如图1所示。 图1 电流控制型开关电源的原理框图 电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，内环为电流控制环，外环为电压控制环。当U O变化导致UF变化，或I变化导致US变化时，从而改变UO，达到输出电压稳定的目的。 电流型控制芯片UC3842 UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而
反馈控制电路 一、自动增益控制(AGC) 1、AGC电路的作用与组成 (1) 作用 当输入信号变化时，保证输出信号幅度基本恒定。包括： ①能够产生一个随输入信号大小而变化的控制电压，即AGC电压（±UAGC）； ②利用AGC电压去控制某些级的增益，实现AGC。 (2) 组成——具有AGC电路的接收机框图 2、AGC电压的产生 (1) 平均值式AGC电路 中频信号电压经检波后，除得到所需音频信号之外，还得到一个平
均直流分量。音频信号由RL2两端取出。平均直流分量(反映了输入信号的幅度)从C3两端取出，经低通后，作为AGC电压，加到中放管上去控制中放的增益。
(2) 延迟式AGC电路 V1、R7和C4组成AGC检波电路，运放A为直流放大器，UREF为延迟电平。当输入信号较小时，AGC不起作用。当输入信号较大时,AGC将起作用。可见，该AGC电路具有延迟功能
3、实现AGC的方法 (1) 改变发射极电流IE 正向AGC 反向AGC (2) 改变放大器负载 由于放大器的增益与负载密切相关，因此通过改变负载就可以控制放大器的增益 。 (3) 改变放大器的负反馈深度 通过控制负反馈的深度来控制放大器的增益。
6.2 自动频率控制（AFC） 1、AFC的工作原理 2、组成 3、工作原理 4、AFC的应用：调幅接收机中的AFC系统 具有AFC电路的调频发射机一、AFC——电路组成
作用：自动控制振荡器频率稳定 组成：鉴相器、低通滤波器和压控振荡器 标准频率fr；输出频率fo；误差电压uD(t) ；直流控制电压 uC(t)。 二、AFC——工作原理 压控振荡器的输出频率fo与标准频率fr在鉴频器中进行比较，当fo=fr时，鉴频器无输出，压控振荡器不受影响；当fo≠fr时，鉴频器即有误差电压输出，其大小正比于(fo－fr)，经低通滤波器滤除交流成分后，输出的直流控制电压uc(t)，加到压控振荡器上，迫使压控振荡器的振荡频率fo与fr接近，而后在新的振荡频率基础上，再经历上述同样的过程，使误差频率进一步减小，如此循环下去，最后fo和fr的误差减小到某一最小值△f时，自动微调过程停止，环路
电压、电流的反馈控制模式 现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。针对不同的控制模式其处理方式也不同。下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，讲述五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、电路原理示意图、波形、特点及应用要｀氪，以利于选择应用及仿真建模研究。 （1）电压反馈控制模式 电压反馈控制模式是20世纪60年代后期高频开关稳压电源刚刚开始发展而采用的一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。如图1（a）所示为Buck降压斩波器的电压模式控制原理图。电压反馈控制模式只有一个电压反馈闭环，且采用的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。电压反馈控制模式的优点如下。 ①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。 ②占空比调节不受限制。 ③对于多路输出电源而言，它们之间的交互调节特性较好。 ④单一反馈电压闭环的设计、调试比较容易。 ⑤对输出负载的变化有较好的响应调节。 电压反馈控制模式的缺点如下。 ①对输入电压的变化动态响应较慢。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要原因。 ②补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。 ③输出端的LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。 ④在控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦和复杂。 改善及加快电压模式控制动态响应速度的方法有两种：一种是增加电压误差放大器的带宽，以保证其具有一定的高频增益。但是这样容易受高频开关噪声干扰的影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一种是采用电压前馈控制模式。电压前馈控制模式的原理图如图1（b）所示。用输入电压对电阻、电容（Rt、Ctt）充电，以产生具有可变化的上斜坡的三角波，并且用它取代传统电压反馈控制模式中振荡器产生的固定三角波。此时输入电压变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法明显提高了由输入电压的变化引起的动态响应速度。在该方法中对输入电压的前馈控
电压负反馈和电流正反馈自动调速系统的选择 转速负反馈自动调速系统，其调速指标是很好的，但是它需要一个测速发电机，增加了设备投资，维修较麻烦，有时安装也困难。从A-G-M开环系统中可以看出，当负载电流增加时，由于发电机端电压的下降以及发电机、电动机换向绕组压降及电动机电枢压降的增加，使电动机反电动势及转速下降，可用发电机端电压作为负反馈以维持发电机电压近似不变；可用负载电流作为正反馈以补偿换向绕组及电动机电枢绕组压降。这样既可得到近似转速负反馈的性能。 下图为电压负反馈调速系统电路图。 图2.5.1电压负反馈系统电路图 Figure 2.5 .1 negative feedback system voltage circuit 发电机电枢两端并联电阻RV，从中引出反馈电压UV，此即为信号引出点。Rv的选择应使流进其电流而引起发电机内部压降可略而不计。UV与给定电压Us是反向的，因而构成了电压负反馈环节。由于是电压反馈，故应选择高阻控制绕组作为CI。图中Rsa是给定回路附加电阻。 式中, 为给定电位器分压比；
为电压负反馈系数； 上图中各环节的电压平衡方程式为 式中,分别为发电机及电动机电枢绕组及换向绕组电阻； 为主回路换向绕组的电阻和。 根据框图，写出电压负反馈调速系统静特性方程： 式中，KV为电压负反馈闭环系统开环放大倍数
图2.5.2具有电压负反馈及电流正反馈系统电路图 Figure 2.5 .2 a negative feedback voltage and current positive feedback system circuit 从图2.5（b）可得静特性方程式
逆变器的两种电流型控制方式 摘要：研究分析了逆变器的两种双环瞬时反馈控制方式——电流型准PWM控制方式和三态DPM电流滞环跟踪控制方式，介绍其工作原理，分析比较其动态和静态性能，并给出具体实现电路及系统仿真结果。 关键词：PWM逆变器功率变换器控制 On Two Types of Current Programmed Control Topologies for Inverters Abstract:This paper presents a comparative study on two types of current programmed instant control modes for inverters, PWM and hysteresis type.Principle, static and dynamic performance are discussed. Realization circuits and simulation results are presented. Keywords:PWM, Inverter, Power converter, Control 中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：0219 2713(2000)12－642－03 电流型双环控制技术在DC/DC变换器中广泛应用，较单电压环控制可以获得更优良的动态和静态性能[3]。其基本思路是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定，检测电感(或开关)电流与之比较，再由比较器的输出控制功率开关，使电感和功率开关的峰值电流直接跟随电压调节器的输出而变化。如此构成的电流、电压双闭环变换器系统瞬态性能好、稳态精度高，特别是具有内在的对功率开关电流的限流能力。逆变器(DC/AC变换器)由于交流输出，其控制较DC/DC变换器复杂得多，早期采用开关点预置的开环控制方式[1]，近年来瞬时反馈控制方式被广泛研究，多种各具特色的实现方案被提出，其中三态DPM(离散脉冲调制)电流滞环跟踪控制方式性能优良，易于实现。本文将电流型PWM控制方式成功用于逆变器控制，介绍其工作原理，与电流滞环跟踪控制方式比较动态和静态性能，并给出仿真结果。 1三态DPM电流滞环跟踪控制方式 电流滞环跟踪控制方式有多种实现形式[1，2，4，5]，其中三态DPM电流滞环跟踪控制性能较好且易于实现[1]。参照图1，它的基本工作原理是：检测滤波电感电流iL，产生电流反馈信号if。if与给定电流ig相比较，根据两个电流瞬时值之差来决定单相逆变桥的4个开关在下一个开关周期中的导通情况：ig－if>h时（h见图1，为电流滞环宽度，可按参考文献[1]P64式5 2选取）S1、S4导通，UAB=＋E，＋1状态；ig－if－h时S2、S3导通，UAB="－"E，－1状态；|ig－if|h时S1、S3或S2、S4导通，UAB="0，"0状态。两个D触发器使S1～S4的开关状态变化只能发生在周期性脉冲信号CLK(频率2f)的上升沿，也就是说开关点在时间轴上是离散的，且最高开关频率为f。 仿真和实验表明，iL正半周，逆变器基本上在＋1和0状态间切换，而iL负半周，逆变器基本上在－1和0状态间切换，只有U0过零点附近才有少量的＋1和－1之间的状态跳变，从而使输出脉动减小。 2电流型准PWM控制方式
DCDC电流反馈 电流模式最常见的方法就是采样Nmos管的正向压降，（或者用一个采样电阻和他串联），这个采样电压经过电流采样放大器后就得到电压斜坡，即电压越大，斜坡越大；电压越小，斜坡越小；（这个怎么有点类似于电压前馈的作用）。PWM比较器的另一个引脚接误差放大器的输出； 注意上面是一个锯齿波，因此从P管才电流，只有D的时间导通，所以是锯齿波不是三角波。另外还要在加上Vramp，这个会改变，电压变化的斜率。保持稳定。 当斜坡电压达到控制电压是，PWM比较器输出低电平；从而将上管关闭，进而减小上管导通的时间，从而减小电流流过的大小； 从这个上面的过程可以看到，这个过程中LC二阶网络不参与整个环路，因此电感L并不存在于二阶滤波网络中，就已发挥控制作用了。所以这个电流反馈的网络控制形式和电压反馈还是有区别的，特别是在电流环路中，没有了LC二阶的谐振点； 电感/开关管的斜坡电流和PWM比较器的输入电压斜坡成比例，因此电压和电流可以相互转换； 次谐波不稳定的发生条件：占空比接近或者大于50%，变换器工作在CCM模式，通常在最小输入电压时，尽力排除发生次谐波不稳定的可能性； 增益图中有个莫名的尖峰，这就是次谐波不稳定所导致的。这一点远大于穿越频率。 从电路上分析：那么需要引入的就是foundamentals of power eclectrics chapter 11.
那么之所以选择上面的电流模式分解， 第一步是说明在电流连续模式，且稳定的模式下，是怎么的情况，得到斜率和占空比的关系；第二步是说明在电流连续的模式，且不稳定的模式下，是怎么情况，由于电流反馈是在电流不稳定有扰动的情况下，那么就是在第二种情况下，所以要求D小于0.5； 所以从这个地方可以看出来，如果在电压输输出高的情况下，比如1.6V的时候，可能出现 不稳定的情况，通常电压都是在低压的情况0.9，1.8v，一般不会出现这种情况。
放大电路负反馈的原理特点 一、提高放大倍数的稳定性 引入负反馈以后，放大电路放大倍数稳定性的提高通常用相对变化量来衡量。 因为： 所以求导得： 即： 二、减小非线性失真和抑制噪声 由于电路中存在非线性器件，会导致输出波形产生一定的非线性失真。如果在放大电路中引入负反馈后，其非线性失真就可以减小。 需要指出的是：负反馈只能减小放大电路自身产生的非线性失真，而对输入信号的非线性失真，负反馈是无能为力的。 放大电路的噪声是由放大电路中各元器件内部载流子不规则的热运动引起的。而干扰来自于外界因素的影响，如高压电网、雷电等的影响。负反馈的引入可以减小噪声和干扰，但输出端的信号也将按同样规律减小，结果输出端的信号与噪声的比值（称为信噪比）并没有提高。 三、负反馈对输入电阻的影响 由于负反馈可以提高放大倍数的稳定性，所以引入负反馈后，在低频区和高频区放大倍数的下降程度将减小，从而使通频带展宽。 引入负反馈后，可使通频带展宽约（1+AF）倍。 四、负反馈对输入电阻的影响 （a）串联反馈（b）并联反馈
图1 求输入电阻 1、串联负反馈使输入电阻提高 引入串联负反馈后，输入电阻可以提高（1+AF）倍。即： 式中：ri为开环输入电阻 rif为闭环输入电阻 2、并连负反馈使输入电阻减小引入并联负反馈后，输入电阻减小为开环输入电阻的 1/(1+AF )倍。 即： 五、负反馈对输出电阻的影响 1、电压负反馈使输出电阻减小 放大电路引入电压负反馈后，输出电压的稳定性提高了，即电路具有恒压特性。 引入电压负反馈后，输出电阻rof减小到原来的1/（1+AF）倍。 2、电流负反馈使输出电阻增大 放大电路引入电流负反馈后，输出电流的稳定性提高了，即电路具有恒流特性。 引入电流负反馈后，使输出电阻rof增大到原来的（1+AF）倍。 3、负反馈选取的原则 （1）要稳定静态工作点,应引入直流负反馈。 （2）要改善交流性能，应引入交流负反馈。 （3）要稳定输出电压，应引入电压负反馈； 要稳定输出电流，应引入电流负反馈。 （4）要提高输入电阻，应引入串联负反馈； 要减小输入电阻，应引入并联负反馈。 六、深度负反馈的特点 1、串联负反馈的估算条件 反馈深度（1+AF）>>1的负反馈，称为深度负反馈。通常，只要是多级负反馈放大电路，都可以认为是深度负反馈.此时有： 因为：， 所以：xi≈xf 估算条件：
开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点 近年来电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战，因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。 由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放（E/A）放大得到的误差电压信号 VE 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号 VΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。 电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号VΣ要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。 当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。 功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC 储能电路。峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。以下是开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点： 峰值电流模式控制PWM的优点是： ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快； ②控制环易于设计； ③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美； ④简单自动的磁通平衡功能； ⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能； ⑥自动均流并联功能。 峰值电流模式控制PWM的缺点是： ①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。 ②闭环响应不如平均电流模式控制理想。 ③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。 ④对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。 ⑤电路拓扑受限制。
第六章反馈放大电路 第一节反馈的概念和分类 1. 反馈的基本概念 2. 负反馈放大电路的类型 1.1 反馈的基本概念基本概念反馈是指把输出电压或输出电流的一部分或全部通过反馈网络，用一定的方式送回到放大电路的输入回路，以影响输入电量的过程。 1.2 反馈的基本类型反馈的分类： ( 1)反馈产生的途径：内部反馈和外部反馈。 2)反馈信号：直流反馈和交流反馈 反馈信号中只含有直流分量的称为直流反馈，反馈信号中只含有交流分量的称为交流反馈。 3)反馈的作用效果：负反馈与正反馈 反馈信号X F送回到输入回路与原输入信号X I 共同作用后，使净输入信号X ID比没有引入反馈时减小，有X ID=X I -X F, 称这种反馈为负反馈；另一种是使净输入信号X ID比没有引入反馈时增加了，有 X ID=X I- X F,称这种反馈为正反馈。 反馈极性的判定——瞬时极性法, 步骤： (1)首先在基本放大器输入端设定一个递增( 或递减) 的净输入信号, (2)在上述设定下, 推演出反馈信号的变化极性。 (3)判定在反馈信号的影响下, 净输入信号的变化极性。若该极性与前面设定的变化极性相反则为负反馈；若相同, 则为正反馈。 (4)反馈的信号取样的方式：电压反馈与电流反馈 (a) 电压反馈反馈信号是输出电压的一部分或全部，即反馈信号与输出电压成正比，称为电压反馈， (b) 电流反馈如果反馈信号是输出电流的一部分或全部，即反馈信号与输出电流成正比，称为电流反馈，。 (c) 判断是电压反馈还是电流反馈的方法判断是电压反馈还是电流反馈时，常用“输出短路法”，即假设负载短路 ( R L=0)，使输出电压 v o=0，看反馈信号是否还反馈信号还存在。若存在，则说明反馈信号与输出电压成比例，是电压反馈；若反馈信号不存在了，则说明反馈信号不是与输出电压成比例，而是和输出电流成比例，是电流反馈。 判定方法之二——按电路结构判定：在交流通路中, 若放大器的输出端和反馈网络的取样端处在同一个放大器件的同一个电极上, 则为电压反馈；否则是电流反馈。
1.电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别： 1.带宽VS增益 电压反馈型放大器的-3DB带宽由R1、Rf和跨导gm共同决定，这就是所谓的增益帯宽积的概念，增益增大，带宽成比例下降。同时运放的稳定性有输入阻抗R1和反馈阻抗Rf共同决定。而对于电流反馈型运放，它的增益和带宽是相互独立的，其-3DB带宽仅由Rf决定，可以通过设定Rf得到不同的带宽。再设定R1得到不同的增益。同时，其稳定性也仅受Rf影响。 2.反馈电阻的取值 电流型运放的反馈电阻应根据数据手册在一个特定的范围内选取，而电压反馈型的反馈电阻的选取就相对而言宽松许多。需要注意的是电容的阻抗随着频率的升高而降低，因而在电流反馈放大器的反馈回路中应谨慎使用纯电容性回路，一些在电压反馈型放大器中应用广泛的电路在电流反馈型放大器中可能导致振荡。比如在电压反馈型放大器我们常会在反馈电阻Rf上并联一个电容Cf来限制运放的带宽从而减少运放的带宽噪声（Cf也常常可以帮助电压反馈型放大器稳定），这些如果运用到电流反馈放大器上，则十有八九会使你的电路振荡。 3.压摆率 当信号较大时，压摆率常常比带宽更占据主导地位，比如同样用单位增益为280MHZ的放大器来缓冲10MHZ，5V的信号，电流反馈放大器能轻松完成，而电压反馈放大器的输出将呈现三角波，这是压
摆率不足的典型表现。通常来说，电压反馈放大器的压摆率在500V每us,而电流反馈放大器拥有数千V每us. 4.如何选择两类芯片 a,在低速精密信号处理中，基本看不到电流反馈放大器的身影，因为其直流精度远不如精密电压反馈放大器。 b.在高速信号处理中，应考虑设计中所需要的压摆率和增益帯宽积；一般而言，电压反馈放大器在10MHZ以下，低增益和小信号条件下会拥有更好的直流精度和失真性能；而电流反馈放大器在10MHZ以上，高增益和大信号调理中表现出更好的带宽和失真度。当下面两种情况出现一种时，你就需要考虑一下选择电流反馈放大器：1，噪声增益大于4；2，信号频率大于10MHZ。 编辑本段2.应用时需要注意的问 1、电流反馈型放大器不能用做积分器 2、电流反馈型放大器在反馈电阻两端不能用并联电容的方法消除振荡 3、电流反馈型放大器的输出和反向输入端不能跨接电容 4、电流型反馈放大器的反馈误差量是运放负管脚的电流值，Vout=Zt×In 5、电流型反馈放大器的反馈电阻不能选择过大的值 6、电流型反馈放大器的反馈阻值会影响放大的稳定性和带宽 7、电流型反馈放大器不能用作电压跟随器的接法 8、电流型反馈放大器的压摆率比较高 9、电流型反馈放大器无增益带宽积这一个参数10、电流型反馈放大器的增益和闭环带宽可以分别的设置11、反馈电阻有一个最佳值，既可以保证最大带宽，也可以保证稳定的放大的不振荡。
TI slua079 Average current mode control of switching power supplies by Lloyd Dixon 版本日期译者Email 备注 1.0 2014/07/12 Eric Wen 文天祥eric.wen.tx@https://www.doczj.com/doc/c715155577.html, 初始版本 开关电源中的平均电流模式控制 关键词：电流模式控制, 平均电流模式控制, 峰值电流模式控制 摘要:在开关电源中,电流模式控制(CMC)是通过检测及控制电感电流峰值来实现.但是这样会导致一些严重的问题,如容易受噪声干扰,需要斜坡补偿,并且峰值-平均电流之间的误差不能修正(因为其固有的低电流带宽增益).平均电流模式控制则可以消除以上问题,它通过控制电流(而非电感上的电流)来实现,这样的话极大拓宽了其应用范围. 绪论 如图1所示,(峰值)电流模式控制是一个双环控制系统.电源的电感是被’隐藏’在电流内环之中.这样可以简化了电压外环的设计并同时带来了一些性能的提高.如:良好的动态响应等.电流内环的主要是目标是控制电感的状态空间平均电流,但是在实际中,却是控制电感的瞬时峰值电流.(在开关管通时,开关电流等于电感电流).如果电感电流纹波较小,此时峰值电流模式控制与平均电感电流控制模式等效. 图1 峰值电流模式控制电路及其波形 在传统的开关电源中,如果是采用BUCK及其衍生拓扑的话,电感位于输出侧.电流模式控制实际即为输出电流控制.这样就带了一些性能上的好处.同时另一方面,在用于PFC的预调节的
BOOST电路中,电感位于输入端,电流模式控制即控制输入电流,这样可以方便地实现输入电流正弦波控制(即PFC功能). 峰值电流模式控制产生的问题 对噪声敏感.此方法是通过电压外环设定的基准电流值,.当电感电流瞬间值达到预设值时,关断开关管.与预定的电流水平相比,电流斜坡是相对来说很小的.特别是当输入电压Vin是低压的时候.这样的结果是:这种控制方法极易受噪声影响.而在开关管每个导通期间都会产生一个噪声尖峰.部分噪声电压耦合进入控制回路并立即关掉开关管,这样就会导致出现次谐振工作模式(纹波很大).所以对于此种控制方法,PCB Layout及旁边设计至关重要. 需要斜坡补偿.当占空比大于0.5时,峰值电流模式天然存在不稳定性,这样会导致次谐波振荡.需要在比较器输入端加入一斜坡补偿(此斜坡/率等于电感电流下降斜率)来消除此种不稳定性.对于BUCK而言,电流下降的斜率为V o/L(V o为常数),所以斜坡补偿度是固定的而且可以计算出来,只是增加了设计的复杂度而已.但是对于高功率因数的BOOST电路,电感下降斜率为(Vin-V o)/L 因此需要补偿的量是随着输入电压变化的,并且变量化是相对比较大的(因为输入电压跟随整流正弦电压).如果采用一个固定的斜率补偿(这个补偿足够多),很多情况下有可能导致过补偿,带来的后果就是性能降低并增加(电流)畸变. 峰值与平均电流之间的误差.在传统的BUCK变换器中,这个误差一般不会导致什么十分严重的问题.这是因为电感电流纹波相对于满载时电感平均电流而言比较小,同时电压外环控制也可以消除这种误差. 在高功率功率BOOST电路中,这个误差则是十分可怕的.因为它对导致输入电流的畸变.当峰值电流跟随理想的正弦电流时,平均电流则不同.峰值-平均的误差在低电流时更糟糕,特别是在每个输入电流过零时(此时电流变成不连续状态).为了实现较低的电流畸变,峰值-平均之间的电流误差必须越小越好,这样需要一个很大的电感来平滑电流.这个大电感又会让电感电流斜率变得缓慢进一步恶化原来脆弱的抗噪声干扰能力. 拓扑问题.传统的峰值电流模式控制实际上是控制电感电流,当它用于类BUCK拓扑时(输出电流即为电感电流)最为有效.对于反激或是BOOST拓扑而言,电感并不是位于输出端而位于输入端,如果采用峰值电流模式控制,实际是一个”错误的”电流控制,这样峰值电流模式控制的优势就消失殆尽. 同样的,BOOST电路由于电感位于输入端,这样就可以用来控制输入电流以实现高功率因数.但是BUCK/反激则不能够这样控制,因为电感不在输入侧(这样也会导致’错误的’电流控制). 平均电流模式控制 峰值电流模式控制是直接比较实际电感电流与设计的电流值(通过电压外环设定),由于这个电流内环增益很低所以并不会十分准确. 参考图2,平均电流模式控制可以克服这些缺点,它是通过在电流环里引入一个高增益的集成电流运放来实现.采样电阻Rs上的电压反映出真实的电感电流, 这个差异(或是说电流误差) 通过放大并与一个幅值很大的锯齿波相比较. 电流环的增益宽带可以通过优化电流误差放大器周边的补偿网络来实现最佳性能.与峰值电流模式相比,电流环的增益穿越频率fc可以近似相同,但是在低频下平均模式的增益远远大于峰值电流模式. 结果是: 1.平均电流是与设定电流精确跟随.这对于功率因数校正电流特别重要, 可以使用一个相 对小的电感并可以减少3%的谐波失真.实际上, 当变换器进入断续工作模式(此时电流/功率小),此时平均电流模式仍然工作良好.外环电压控制回路是对这种模式的改变是不知
一．电压串联负反馈： 图Z0303（a）为两级电压串联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。 1．反馈类型的判断 （1）找出联系输出回路与输入回路的反馈元件。图Z0303（a）中Rf、Cf、Re1是联系输出回路与输入回路的元件，故Rf、Cf、Re1是反馈元件，它们组成反馈网络，引入级间反馈。 （2）判断是电压反馈还是电流反馈。 可用两种方法来判别，一是反馈网络直接接在放大电路电压输出端，故为电压反馈；二是令Uo = 0，因Uf由Rf、Re1 对Uo分压而得，故Uf= 0反馈消失，所以为电压反馈； （3）判别是串联反馈还是并联反馈。 由图Z0303（a）可以看出：Ube = Ui - Uf 即输入端反馈信号与输入信号以电压形式相迭加，故为串联反馈，也可令Ui＝0，此时Uf仍能作用到放大电路输入端，故为串联反馈；还可以根据反馈信号引至共射电路发射极则为串联反馈。 （4）判别反馈极性。 假定Ui为+，则经两级共射电路放大后，Uo为+，经Rf与Re1 分压得到的Uf也为+，结果使得放大电路有效输入信号减弱，故为负反馈。 综上判断结果、该电路为电压串联负反馈放大电路。 2、反馈对输出电量的稳定作用 放大电路引入电压负反馈后，能够使输出电压稳定。任何外界因素引起输出电压不稳时，输出电压的变化将通过反馈网络立即回送到放大电路的输入端，并与原输入信号进行比较，得出与前一变化相反的有效输人信号，从而使输出电压的变化量得到削弱，输出电压便趋于稳定。 可见，负反馈使放大电路具有了自动调节能力。电压负反馈能够稳定输出电压。 3、信号源内阻对串联反馈效果的影响 由上面的讨论可见，对串联反馈Ube = Ui - Uf ，显然，UI越稳定，Uf 对Ube 的影响就越强，控制作用就越灵敏。当信号源内阻Rs = 0时，信号源为恒压源，Us就为恒定值，则Uf的增加量就全部转化为Ube 的减小量，此时，反馈效果最强。因此，串联反馈时，Rs 越小越好，或者说串联反馈适用于信号源内阻Rs 小的场合。 4、放大倍数及反馈系数的含义 对电压串联负反馈电路， Xi = Ui， Xo = Uo，Xf = Uf 故： AUf、FU，分别称为闭环电压放大倍数和电压反馈系数。
差分输出、电流模式DAC的参数和测量 方法 摘要：实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器，讨论分析了跨导放大器-电容(OTA—C)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现，使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制，并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明，该滤波器带宽的可调范围为1～26 MHz，阻带抑制率大于35 dB，带内波纹小于0．5 dB，采用1．8 V电源，TSMC 0．18μm CMOS工艺库仿真，功耗小于21 mW，频响曲线接近理想状态。关键词：Butte 本文中，将以MAX5891 作为测量和规格说明的特例。但所介绍的参数和测量方法可以用于其他的差分输出、电流模式DAC。 线性参数说明 定义数据转换器线性精度主要有两个参数：积分(INL)和差分(DNL)非线性。INL 是输出传输函数和理想直线之间的偏差；DNL是转换器输出步长相对于理想步长的误差。 可以采用两种方法之一对INL进行定义：(1)端点INL或(2)最佳拟合INL。端点INL是采用DAC传输函数端点测得的实际值计算转换器的线性度；最佳拟合INL则是计算传输函数的斜率获得INL的峰值。 图1a. 端点积分非线性误差 图1b. 最佳拟合积分非线性误差 图1a和图1b以图形的形式显示了两种测试方法与给定传输函数之间的关系。注意，两种情况中，DAC传输函数曲线的数值和形状都一样。还要注意，图1a 的端点线性度有较大的正INL，而没有负误差。 采用图1b所示的最佳拟合方法，将部分正误差转移到直线的负侧，以降低报告的最大INL。注意，线性度误差总量和直线计算结果相同。 DNL定义理解起来要难一些，确定最低有效位(LSB)的权值会影响DNL。DAC中需要考虑DNL没有小于-1 LSB的编码。小于这一电平的DNL误差表明器件是非
电流型控制原理及特点分析 一、电流型控制原理及特点 原理： 电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图(图1)所示。 图1 双环电流型控制器原理图 从图1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器A,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。 特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到 0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 c)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。 e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。 二、峰值电流控制与平均电流控制的比较 峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:
运动控制系统仿真实验报告 ——转速、电流反馈控制直流调速系统的仿真
双闭环直流调速系统仿真 对例题3.8设计的双闭环系统进行设计和仿真分析,仿真时间10s 。具体要求如下： 在一个由三相零式晶闸管供电的转速、电流双闭环调速系统中，已知电动机的额定数据为：60=N P kW , 220=N U V , 308=N I A , 1000=N n r/min , 电动势系数e C =0.196 V·min/r , 主回路总电阻R =0.18Ω,变换器的放大倍数s K =35。电磁时间常数l T =0.012s,机电时间常数m T =0.12s,电流反馈滤波时间常数i T 0=0.0025s,转速反馈滤波时间常数n T 0=0.015s 。额定转速时的给定电压(U n * )N =10V,调节器ASR ，ACR 饱和输出电压U im * =8V,U cm =7.2V 。 系统的静、动态指标为:稳态无静差,调速范围D=10,电流超调量i σ≤5% ,空载起动到额定转速时的转速超调量n σ≤10%。试求： （1）确定电流反馈系数β(假设起动电流限制在1.3N I 以内)和转速反馈系数α。 （2）试设计电流调节器ACR.和转速调节器ASR 。 （3）在matlab/simulink 仿真平台下搭建系统仿真模型。给出空载起动到额定转速过程中转速调节器积分部分不限幅与限幅时的仿真波形（包括转速、电流、转速调节器输出、转速调节器积分部分输出），指出空载起动时转速波形的区别，并分析原因。 （4）计算电动机带40%额定负载起动到最低转速时的转速超调量σn 。并与仿真结果进行对比分析。 （5）估算空载起动到额定转速的时间，并与仿真结果进行对比分析。 （6）在5s 突加40%额定负载，给出转速调节器限幅后的仿真波形（包括转速、电流、转速调节器输出、转速调节器积分部分输出），并对波形变化加以分析。