目录
0 引言 (1)
1 概述 (2)
1.1研究内容 (2)
1.2 双向DC-DC变换器的原理 (2)
1.3 双向DC-DC变换器的应用 (3)
1.3.1 不停电电源系统 (3)
1.3.2 新能源发电系统 (4)
1.3.3 电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统 (5)
1.3.4 蓄电池能量储备系统 (7)
1.4 双向DC-DC变换器软开关技术现状 (7)
1.5 本论文的目的和主要工作 (11)
2 双向半桥DC-DC变换器的工作原理 (14)
2.1 引言 (14)
2.2 双向DC-DC变换器的工作原理 (14)
3参数设计 (24)
3.1 变压器漏感的设计 (24)
3.2 输入电感的设计 (26)
3.3 开关管应力 (26)
3.4 隔直电容的选取 (26)
3.5 半桥臂开关管并联电容的选取 (27)
4 双向半桥DC-DC变换器的仿真分析 (28)
4.2MATLAB简介 (28)
4.3 闭环控制 (28)
4.4 仿真分析 (30)
5 双向半桥实现研究 (35)
5.1 DSP芯片介绍 (35)
5.1.1 DSP芯片的发展 (35)
5.1.2 TMS320LF2407A芯片的介绍 (36)
5.2控制电路原理 (37)
5.3电源电路 (39)
5.4采样电路 (40)
5.5通讯电路 (42)
5.6保护电路 (42)
5.7 DC/DC变换器的驱动电路 (43)
6控制系统软件设计 (45)
6.1 主程序设计 (45)
6.2 中断服务程序设计 (46)
6.3 基于DSP的直接移相脉冲生成方法 (47)
7技术经济性分析 (49)
8 总结 (50)
致谢 (51)
参考文献 (52)
附录B (64)
**大学毕业设计（论文）
0 引言
电力电子技术是研究电能变换原理与变换装置的综合性学科，是电力行业中广泛运用的电子技术。从上世纪60年代开始，电力电子技术作为一门新兴的学科得到迅速地发展，它是以研究和应用半导体器件来实现电力变换和控制的技术，是一门由电工、电力半导体器件以及控制技术相互交叉而出现的新兴学科。
电力电子技术研究的内容非常广泛，包括电力半导体器件、磁性元件、电力电子电路、集成控制电路以及由上述元件、电路组成的电力变换装置，其中电力变换技术是开关电源的基础和核心。
由于生产技术的不断发展，电力电子技术也随之迅速发展，使得双向DC-DC变换器的应用日益广泛。尤其是软开关技术的出现，使双向DC-DC变换器不断朝着高效化、小型化、高频化和高性能化的方向发展，开关技术的应用可以降低双向DC-DC变换器的开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频化提供可能性，从而减小变换器的体积，提高变换器的动态性能。双向DC-DC变换器在直流不停电电源系统、航空电源系统、电动汽车等车载电源系统、直流功率放大器以及蓄电池储能等场合都得到了广泛的应用。
数字控制双向半桥DC/DC变换器的设计
1 概述
1.1 研究内容
随着科技和生产的发展，双向DC-DC变换器的需求逐渐增多。人们对它的研究越来越感兴趣。本章简单介绍了双向DC-DC变换器的原理和用途。针对双向DC-DC变换器的研究现状，阐明了开展双向DC-DC变换器研究的目的和意义。
1.2 双向DC-DC变换器的原理
双向DC-DC变换器可广泛的应用于直流不停电电源系统、航天电源系统、混合电动汽车中的辅助动力供应系统、直流电机驱动系统及其它应用场合[1-3]。在这些需要能量双向流动的场合，两侧都是直流电压源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变,希望能量双向流动，也就是电流的双向流动。这就需要双向DC-DC变换器。其结构如图1-1（a）所示，在两个直流电压源之间有一个双向DC-DC变换器，用于控制其间的能量传输[4]。
I 1和I
2
分别是V
1
和V
2
的平均输入电流。双向DC-DC变换器可以根据实际需要来控制能量
的流动方向，即可以使能量从V
1传输到V
2
(此时I
1
为负，而I
2
为正），也可以使能量从
V 2传输到V
1
（此时I
1
为正，而I
2
为负）。用通常的单向DC-DC变换器也可以实现能量的
双向流动，但是这时就需要将两个单向DC-DC变换器反并联，因为通常的单向DC-DC
变换器中主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此能量经由变换器流动的方向只能是单向的。其结构图如图 1-1（b）所示，单向DC-DC变换器①被用来控制处理从V
1
到V
2
的能量流动，当需要能量反向流动时就使用单向DC-DC变换器②。与采用两个单向DC-DC变换器反并联来达到能量双向传输的方案相比，双向DC-DC变换器应用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数目少，且可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换。再者，在低压大电流场合，一般双向DC-DC变换器更有可能在现成的电路上使用同步整流器工作方式，有利于降低通态损耗。总之，双向DC-DC变换器具有效率高、体积小、动态性能好和成本低等优势。
**大学毕业设计（论文）
正向工作模式
(I 1<0，I 2>0)反向工作模式
(I 1>0，I2<0)
V 1
V 1
(a) 双向DC-DC 变换器结构 （b ）双单向变换器结构
图1-1 双向DC-DC 变换功能框图
Fig1-1 Block diagram of bi-directional DC-DC converter
1.3 双向DC-DC 变换器的应用
1.3.1 不停电电源系统
直流不停电系统有两种系统结构。
一种系统结构如图1-2所示，直流总线上直接并蓄电池组。当外部交流输入电源掉线时，负载由蓄电池来提供能量。正常供电时，交流输入对蓄电池浮充。由于蓄电池的电压变化范围很大，造成直流总线的电压也有较大的变化，很多直流负载对输入电压的稳定度有一定的要求，所以需在直流负载与直流总线之间加入DC-DC
变换器，以保持直流总线电压的稳定。因此，正常供电时，交流电能要经过AC-DC 和DC-DC 二级变换，这样降低了效率。
图1-2 含双向DC-DC 直流变换器的直流不停电系统
Fig1-2 DC UPS including the single DC-DC converter
另一种系统结构如图 1-3 所示，蓄电池组经过双向DC-DC 变换器并到直流总线上
[5][6]。正常供电时，交流输入电源除了对负载供电外，还通过双向DC-DC 变换器对蓄电池充电。当外部交流输入电源掉电，双向DC-DC 变换器工作在反向方式，使蓄电池放电。
数字控制双向半桥DC/DC变换器的设计
这种系统结构的好处：1)这种结构把电池充电的工作分离出来，正常供电时，经过一级AC-DC变换，向负载供电，提高了变换效率；2)运用双向DC-DC变换器单独控制蓄电池的充放电，更容易优化充放电过程，可以延长蓄电池的寿命。
蓄
电
池
图1-3 含双向DC-DC直流变换器的直流不停电系统
Fig1-3 DC UPS including the bi-directional DC-DC converter
同样道理，双向DC-DC变换器还可成为某些AC-UPS（交流不停电电源系统，也就是通常所说的UPS）中的中间直流总线与蓄电池之间的变换环节，图1-4是在线式交流不停电电源系统的系统结构。蓄电池组也是经过双向DC-DC变换器并到直流总线上。
图1-4 双向DC-DC直流变换器结构的交流不停电系统（在线式）
Fig1-4 AC UPS including bi-directional DC-DC converter(on line)
1.3.2 新能源发电系统
卫星及空间站等航天系统的能源主要由太阳能电池阵列和蓄电池组成，航天系统对电源的体积和重量有严格的要求（如图1-5），高功率密度的双向DC-DC变换器成为电源系
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统关键性部件[7][8]。
为了发挥光伏电池的效能，太阳能电池列阵工作在最大功率跟踪点。当日光充足时，太阳能阵列除保证负载的正常供电外，将多余能量通过双向DC-DC变换器存储到蓄电池中；当日光不足时，太阳能阵列不足以提供负载所需的电能，双向DC-DC变换器工作在反向模式，由蓄电池向负载提供电能。双向DC-DC变换器充当蓄电池的充电器和放电器，它设计的好坏直接影响到航天器上蓄电池的利用效率和寿命长短。
另外适合于偏远地区应用的太阳能照明装置中，双向DC-DC变换器可以减少变换器的个数，从而提高整个系统的效率[9]。
太阳能电池阵列
图1-5 航天直流电源系统
Fig1-5 DC power for the space station
1.3.3 电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统
电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统中，双向DC-DC变换器的应用越来越广泛。本论文即是要研究应用在该领域的一种双向DC-DC变换器。在电动汽车中，电动机是典型的有源负载，从其输入端来看既能输出能量也可吸入能量。双向DC-DC变换器的一大应用场合便是电机驱动系统，特别是应用蓄电池为能源的电机驱动系统[3][9-13]。由于电动汽车的电机运转速度极宽，频繁加减速，而且蓄电池的电压变化范围很大，相对于一般的驱动方法，使用双向DC-DC变换器可以明显提高电机的驱动性能;一方面，双向DC-DC 变换器可以将制动刹车时的动能转化而来的电能回馈给蓄电池，这样，不但可以节省能源，提高效率，优化电机控制性能，同时还可以避免在使用单向DC-DC变换器时出现的变换
数字控制双向半桥DC/DC变换器的设计
器输出端出现浪涌电压等不利情况。在坦克、装甲车等重型车辆中，仍采用柴油或汽油发动机驱动，发动机带动发电机发电，作为车中其他设备的供电电源，但发动机的启动需要电源。通常的办法是，发动机启动时由蓄电池(12V或24V)经双向DC-DC变换器升压至300V给电机供电，让电机工作在电动状态带动发动机启动，发动机启动完毕，电机即由电动状态转变为发电状态，为车中其他设备提供电源，同时经双向DC-DC变换器给蓄电池充电。
对直流电机来说，可采用图1-6所示的双向DC-DC变换器直接驱动。对于交流电机、同步电机、永磁无刷电机等电机则采用间接驱动的方法，双向DC-DC变换器可以调节逆变器的输入电压，并使得回馈制动控制容易。近年来，一些低输入感抗的电机应用越来越多，主要得益于它的功率密度高、转动惯量低、转动平滑以及成本低等优点。但对于通常的固定电压驱动的方式来讲，低感抗必然意味着会出现大的电流纹波，同时造成大的铁耗和开关损耗，这时使用双向DC-DC变换器就可以解决这个问题。
蓄
电
池
图1-6 双向DC-DC变换器直接驱动直流电机
Fig1-6 Bi-directional DC-DC converterdriving DC motor directly
燃料电池和混合能源电动汽车也需要双向DC-DC变换器，如图1-7所示，燃料电池系统中一般含有一个压缩电机消耗单元，正常运转情况下，该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚未建立起来，需要辅助电源来供电。这个辅助电源有两个功用：1)在燃料电池发电前通过双向DC-DC变换器升压，提供高电压总线的能量；2)当汽车制动时，逆变器和双向DC-DC变换器再将再生制动的能量存储到蓄电池中。双向DC-DC变换器在电动汽车和车载、舰载系统中的应用还包括为弥补蓄电池瞬时输出功率有限的缺陷，通过加入超容电容和双向DC-DC变换器达到增加瞬时功率，从而提高系统的加减速性能[14][15]。
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燃
料
电
池
图1-7 燃料电池电动汽车电力驱动系统
Fig1-7 Power driving system of fuel cell vehicles
1.3.4 蓄电池能量储备系统
双向DC-DC变换器还应用于蓄电池能量储备系统[16]，以达到电网调峰、高效用电以及提高电网质量的目的，同时也可加入有源滤波功能。另外，双向DC-DC变换器也可应用于地面的大功率直流储能系统中。
1.4 双向DC-DC变换器软开关技术现状
硬开关双向DC-DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这往往与有源开关器件(如MOSFET)的体内寄生二极管有关，因它关断过程中的反向恢复电流而产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。一种解决办法就是采用额外串并快速二极管的方法，这样在一定程度上减小了反向恢复电流，但不足之处是除了增加半导体器件外，还会增加变换器的通态损耗，对非高压应用场合中提高效率并没有贡献。由于双向DC-DC变换器的应用场合的特殊性，一般需要其体积尽可能减小，重量尽可能减轻。为提高其功率密度和动态性能，双向DC-DC变换器正向高频化方向发展，而高频化必需要解决好开关损耗问题。近年来，国内外在双向DC-DC变换器方面的研究重点也主要集中在这个方面：高频化的同时如何使用软开关技术降低其开关损耗，从而提高变换器的效率。
软开关技术给DC-DC变换器的性能带来了很大的改进，它降低了开关器件的电压电流应力，软化了器件的开关过程，减小了开关损耗，提高了变换器的工作效率。软开关技术为变换器的高频化提供了可能性，从而大大缩小了变换器的体积和重量，功率密度和动
数字控制双向半桥DC/DC变换器的设计
态性能得到了提高，另外，也有助于减小变换器对其它电子设备的电磁干扰。
多年来，单向直流变换器软开关技术取得了长足发展，但不能简单地把它们套用到双向DC-DC变换器中，因为当能量传输方向改变之后，软开关的谐振时序通常会改变，这样不但实现不了变换器的软开关工作，甚至可能增加开关应力和损耗。因此在某些应用场合实现双向的软开关较为困难，所以，在某些应用场合，变换器在功率传输大的方向上使用软开关工作模式，而在功率传输小的方向上仍以硬开关工作模式为主。
近年来，己有不少软开关双向DC-DC变换器电路拓扑出现，现讨论几种:
1）谐振类双向DC-DC变换器[17]
谐振技术是出现较早的软开关技术。它降低了开关器件的开关损耗，但该变换器需要变频工作，使得变换器的闭环控制器的优化设计困难，而且很难削减变换器的噪声。如图1-8所示。
L r
图1-8 ZCS/ZVS-SCyR Buck/Boost双向DC-DC变换器
Fig1-8 ZCS/ZVS-SCyR Buck/Boost bi-directional DC-DC converter
其中L r，C r为谐振电感和谐振电容。而如图1-9所示的电路拓扑为恒频零电压开关多谐振双向DC-DC变换器，其中S1，S2均为零电压开关工作。恒频多谐振双向DC-DC变换器在输入电压或负载变化时，都是通过调节变换器中两个开关管各自的开通持续时间来保证频率不变，并且仍能维持软开关工作。谐振类变换器存在功率期间的电压、电流应力大，通态损耗高，软开关的负载范围受到限制等缺陷，还有谐振类变换器对器件的寄生参数分散性较为敏感，不太适合工业化大规模生产，多数谐振类双向DC-DC变换器仅适用百瓦以下的小功率场合。
**大学毕业设计（论文）
V 1S 1S 2L r C 2
V 2
L
C 1
图1-9 恒频零电压开关多谐振双向DC-DC 变换器
Fig1-9 ZVS mul-resonance bi-directional DC-DC converter with constant frequency
2) 准方波零电压PWM 双向DC-DC 变换器
如图1-10所示，开关以互补方式工作。变换器在主功率电感的作用下，每一个开关在其开通前，有电流流经其反并联二极管，两端电压被降低到零，这样为功率开关提供了零电压开通条件。该技术的优点是拓扑与常规硬开关双向DC-DC 变换器相同，恒频控制，但缺点是存在的电流纹波超过两倍负载电流，因此该变换器的开关器件通态损耗和主电感电流纹波过大，造成磁芯损耗较高，影响了变换效率。为减小变换器的损耗，一般采用并加功率管和多模块技术。
2
D
图1-10 准方波零电压PWM 双向DC-DC 变换器
Fig1-10 Quasi-square wave ZVS PWM bi-directional DC-DC converter
3) FB-ZVS-PWM 双向DC-DC 变换器[18]
桥式双向DC-DC 变换器较容易通过相移控制实现软开关，优点是控制简单，恒频控制，而且一般不用增加辅助器件即可实现软开关，对系统的寄生参数不敏感，变换器中器件的电压电流应力较小，较适于高压场合，同单向DC-DC 桥式变换器类似，变换器桥臂内部开关管互补工作，利用隔离变压器漏感中储备的能量来实现桥臂的零电压开关。同样，不足之处是变换器存在较大内部循环能量，通态损耗较高，轻载时
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不能实现软开关工作。
4) 无源缓冲器类双向DC-DC变换器
无源缓冲器技术是给变换器加入无源网络来软化变换器中有源开关元件的开关过程，吸收过冲。优点是没有额外引入辅助有源开关，不增加原变换器的控制复杂度。如图1-11所示，其中Cr，Lr，Dr，Dp组成了额外加入的无源缓冲网络，它吸收了副边电压回馈电路中的电压尖峰，相对于最简单的RCD吸收器，它基本不消耗功率，其缺点是不能完全抑制电压尖峰，只是缓冲。
V2
图1-11 一种应用无源缓冲器的桥式双向DC-DC变换器
Fig1-11 A bridge bi-directional DC-DC converter using the passive buffer
5) 有源缓冲器类双向DC-DC变换器
通过加入一些有源缓冲器来达到零电压转换(ZVT)或零电流转换(ZCT)为目的的拓扑结构，它们的共同点是变换器基本保持一般的PWM方式工作，额外引入的辅助有源开关和辅助谐振网络，只是在主开关管开通或关断之前工作一小段时间，使得主开关管工作于软开关状态，此外，器件的电压应力较小。这类变换器的缺点是所需辅助开关管数目与主开关管数目一样多，而且往往辅助管工作为硬开关或软开关的条件不理想。
6) 有源钳位类双向DC-DC变换器[19]
有源钳位技术近十年来在单向DC-DC变换器中得到了广泛的应用，通过加入有源钳位支路能有效地将主开关管关断后的电压钳位，去除了电压过冲和振荡，减小了器件的电压应力，而且在一定条件下也可实现软开关。当然有源钳位技术也可用于双向DC-DC变换器，如图1-12所示，Sc，Cc组成了有源钳位辅助回路。该种拓扑的
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优点是:①消除了无有源钳位辅助回路时电流馈全桥端存在电压应力大的缺陷;②在正向工作中，变换器以有源钳位隔离式Boost电路方式工作，变换器左端全桥和辅助钳位开关管均可工作于ZVS状态;反向工作中，变换器右端的全桥以移相方式工作，并通过左端全桥和辅助钳位管的配合工作，削减了移相工作中变换器中的循环能量，同时维持了左端全桥的零电压零电流软开关工作条件。其不足之处有:①正向工作中由于有源钳位工作方式引起的变换器电流应力较大，造成通态损耗变高;②反向工作时，辅助钳位管是硬开关工作的。
L0
图1-12 有源钳位类双向DC-DC变换器
Fig1-12 Bi-directional DC-DC converter with the active clamper
1.5 本论文的目的和主要工作
双向DC-DC功率变换器要在电动汽车、航天等许多应用场合获得实际应用仍面临三大问题，即双向DC-DC功率变换器的功率密度、电磁兼容性和成本问题。软开关技术是解决功率密度和电磁兼容性问题的关键技术。目前双向DC-DC功率变换器的软开关方法主要可以分为采用辅助开关软开关方法和不采用辅助开关软开关方法。采用辅助开关的软开关法有：零电压转换（ZVT）和零电流转换（ZCT）双向DC-DC功率变换器、有源钳位双向DC-DC功率变换器。零电压转换（ZVT）和零电流转换（ZCT）双向DC-DC功率变换器结合了PWM工作和谐振变换器的优点，但需要额外引入辅助开关，且辅助开关通常为硬开关，在辅助开关上仍存在较大的开关损耗，因此实用性并不高。有源钳位的双向DC-DC功率变换器也结合了PWM工作和谐振变换器的优点，但是也需要额外引入辅
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助开关。典型的有源钳位电流馈全桥式双向DC-DC功率变换器虽然正向工作时可以实现软开关，但反向工作时辅助钳位开关为硬开关。因此，目前，采用辅助开关的软开关双向DC-DC功率变换器存在电路元件多，需要额外引入的辅助开关及其控制电路等缺点，因此影响成本和功率密度。而且，仍存在由于硬开关操作造成的开关损耗和电磁干扰问题。不采用辅助开关软开关方法有：谐振、准谐振、多谐振双向DC-DC功率变换器、准方波零电压开关双向DC-DC功率变换器、相移控制双向DC-DC功率变换器。它们的显著有点是无需增加辅助器件即可实现功率器件的零电压或零电流开关条件，电路简单、可靠、经济。但谐振、准谐振、多谐振技术的双向DC-DC功率变换器由于基于LC谐振工作原理，存在功率器件电压、电流应力大，通态损耗高，软开关的负载范围受限等严重缺陷。而且，它们采用变频控制，电路参数优化困难，最终影响功率密度的提高。软开关准方波零电压开关双向DC-DC功率变换器虽然可以定额工作，但存在电流脉动大、功率器件通态损耗和铁心损耗大的缺点。相移控制双向DC-DC功率变换器具有功率器件电压、电流应力小，额定工作无需增加辅助器件即可实现功率器件的零电压开关条件等优点。但当相移控制双向DC-DC功率变换器的输入电压或输出电压偏离标称电压时，相移控制在电路中造成严重环流，导致通态损耗的迅速增加和软开关条件的破坏。在电动汽车、航天等能量管理系统中，无论是双向DC-DC功率变换器的输入还是输出，电压的变化范围很大，相移控制双向DC-DC功率变换器的应用也遇到了严重的障碍。
考虑到相移控制具有不采用辅助开关即可实现双向DC-DC功率变换器零电压开关的能力，但当输入电压或输出电压偏离标称电压时，环流严重，通态损耗大，软开关范围变窄。而PWM控制具有器件的电压电流应力低、通态损耗小、无环流的优点，但功率开关为硬开关。若能将相移控制和PWM相结合，发挥PWM控制对双向DC-DC功率变换器的输入和输出电压大范围变化适应性强的优势，发挥移相控制具有无须辅助开关即可实现双向DC-DC功率变换器零电压开关的能力优势，就可较好的解决双向DC-DC变换器在目前应用中所遇到的问题。
本文在阅读了大量双向DC－DC变换器的资料，深入了解最新研究动态和方向的基础上，分析介绍了一种新型的中、小功率双向半桥零电压（ZVS）DC-DC变换器的拓扑结构。把软开关技术和PWM控制技术以及双向DC-DC变换器技术有机结合在一起，有效降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持了常规的硬开关半桥PWM双向DC-DC变换器中拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定，
**大学毕业设计（论文）
元器件的电压和电流应力小等优点。
论文主要完成以下工作：
1) 介绍了一种双向半桥零电压（ZVS）DC-DC变换器。该变换器结构简单，不用辅助电路就可以实现开关管的零电压通断。
2) 详细分析了该变换器的工作原理，根据各个开关管的开关状态，推导出不同时间段的等效电路结构，给出了实现软开关的条件。
3) 讨论了电路中主要元件参数的选取原则，并通过仿真进行了验证。
4) 介绍了DSP的选取，系统的主控制电路，采样电路，保护电路和驱动电路的方案。
5) 通过实验验证了本课题方案的正确性和可行性。
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2 双向半桥DC-DC变换器的工作原理
2.1 引言
本章对一种双向半桥零电压（ZVS）DC-DC 变换器拓扑图进行了原理分析。它可以不用辅助电路就可以实现开关的零电压通断，而且转换效率高和控制电路简单。该变换器的结构很简单，隔离变压器的两端各有一个对称半桥。变换器中的功率传输由两个对称半桥之间的相移控制。无需另外加入任何辅助开关或无源谐振网络,变换器中的所有开关均可在双向变换中工作于零电压开通状态，且开关的电压应力低。另外电路中没有大的延时器件存在,变换器的动态响应较快。此变换器主要用于混合动力汽车燃料电池的辅助启动。
2.2 双向DC-DC变换器的工作原理
图2-1 为该变换器的拓扑图。变换器的隔离变压器两端各有一个双半桥结构。和双向全桥变换器相比，元器件的数量减少了一半。另外在能量双向流动时，没有辅助设备就可以实现开关管的零电压（ZVS）通断。开关器件S1~S4的占空比为0.5。通过控制两个变换单元之间的相位关系来调节两个直流源之间的能量传输。图中L S为变换器隔离变压器的漏感。它是变换器能量传输的重要元件，同时也保证了变换器的软开关的实现。输入方波电源V r1的正负幅值为V1和-V1，输出方波电源V r2的正负幅值为NV3和-NV3。当输入方波电源V r1的幅值和输出方波电源V r2的幅值匹配时，即V1= NV3，简化电路的主要原理波形如图2-2所示(N=n1/n2为变压器原、副边的绕组匝比)。但当输入方波电源V r1的幅值和输出方波电源V r2的幅值不匹配时，如V1 在分析变换器正向工作模式下的工作原理之前，先作如下假设[20-22]： 1）变换器已达到稳态工作； 2）MOSFET 可看作为理想开关管并联着体内寄生二极管和寄生电容； 3）变压器的激磁电感L m电感值足够大，因此激磁电流很小； 4）L s为原、副边漏感值折算到初级侧的和； 5）C t1和C t2的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很小； 6）不计半导体元件的管压降和二极管的反向恢复电流。 **大学毕业设计（论文） V in V o 低压侧高压侧 图2-1 双向软开关半桥DC-DC 变换器的拓扑图 Fig2-1 Soft-switching bidirectional half-bridge DC-DC converter V r1 V r2 I r1t t t 图2-2 变压器的理想电压与电流波形 Fig2-2 Idealized voltage and current waveforms of transformer 数字控制双向半桥DC/DC变换器的设计 正向工作模式下,S1和S2驱动信号在相位上超前于S3和S4的驱动信号。整个工作周期分为12个阶段: 1）阶段0：(t0~t1 ) 如图2-3a 电路处于稳定状态，开关管S1和D3导通。 V in 图2-3a 阶段0 Fig2-3a Step 0 2）阶段1：(t1~t2 ) 如图2-3b 在t1时刻,S1关断，C r1,C r2和T r的漏感L s开始谐振，使得谐振电容C r2两边的电压V1+V2开始下降，谐振电容C r1被充电。V r1也从V1开始下降。充放电的快慢取决于在t1时刻电流I r1与I d1的差值。 V in 图2-3b 阶段1 Fig2-3b Step 1 电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐 目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结 一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。 电流模式控制反激变换器反馈环路的设计 首先要搞清系统稳定所必需的几个条件： 系统稳定的原则： A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受 到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。 B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。 45度为相位裕量。当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。 C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。 因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。 要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念： 1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。系统的增益即为各环节部份增益的乘积。增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。 3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。 4．对数运算法则：两个数乘积的对数等于它们各自对数的和。所以只要将各部分增益表示为分贝后再将它们相加就可以得到系统的总增益。 5．数值与对数的相互转换计算： 例：0.5=20xlog0.5=-6Db -6Db=1/(10^(6/20))=0.5 分开来一步步的更容易理解：-6/20=-0.3, 10的-0.3次方就等于10 的0.3次方分之1，从而计算出数值。 在实际设计中我们实际是要确定431环节的3个量：（这里我们主要考虑2型误差放大器）A，431环节的放大倍数即增益； 开题报告 电气工程及自动化 倒立摆系统状态反馈控制器的设计 一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义 倒立摆作为一个研究控制理论的实验装置，其系统具有高阶次、不稳定、多变量、非线性和强耦合等特性，现代控制理论的研究人员将它视为典型的研究对象，这是因为倒立摆的控制过程能有效地反映控制中的许多关键问题，问题、随动问题以及跟踪问题。并且可以不断从中发掘出新的控制策略和控制方法。二十世纪九十年代以来，更加复杂多种形式的倒立摆系统成为控制理论研究领域的热点。随着摆杆上端继续再铰链另外的摆杆，控制难度将不断增大。因此，多级倒立摆的高度非线性和不确定性，使其控制稳定成为控制界公认的难题。 许多新的控制理论，都通过倒立摆实验加以验证，如模糊控制、神经网络控制、拟人控制都受到倒立摆的检验。通过对倒立摆的控制，我们能用来检验新的控制方法是否有较强的处理非线性和不稳定性问题的能力。因此倒立摆具有重要的理论价值。该课题的研究一直受到国内外者的广泛关注，成为控制热门研究课题之一。 在国外，对倒立摆系统稳定控制的研究始于60年代，我国则从70年代中期开始研究。对倒立摆系统的研究，主要是对两个问题进行考虑。一个是如何使倒立摆起摆；另一个是如何使倒立摆稳定摆动。目前，对这两个问题的研究非常热门。很多学者已对这两个问题提出了不同的控制方法。 倒立摆起摆就是倒立摆系统从一个平衡状态转移到另一个平衡状态。在这个过程中既要起摆快速，又不能有过大的超调。倒立摆起始摆动有许多控制方法，其中最主要的是能量控制、最优控制、智能控制。目前有已有几种方法成功实现倒立摆的起摆控制，这些方法都是基于非线性理论的控制方法。 倒立摆稳定控制的研究也一样热门，且也有一定的成果。国内外专家学者根据经典控制理论与现代控制理论应用极点配置法，设计模拟控制器，先后解决了单级倒立摆与二级倒立摆的稳定控制问题。随着计算机的广泛应用，又陆续实现了数控二级倒立摆的稳定控制。目前对四级倒立摆的控制的研究也已经开始研究并取得了一定的成就。 用不同的控制方法控制不同类型的倒立摆，已经成为了最具有挑战性的课题 如图所示是JN6201集成电路鸡蛋孵化温度控制器电路图，根据该原理图完成1~3题。 1.该电路图作为控制系统的控制（处理）部分是IC JN6201，当JN6201集成输出9脚长时间处于高电平，三极管V2处于截止状态，继电器释放，电热丝通电加热。 2.安装好调试时，先将温度传感器Rt1放入37℃水中，调整电位器Rp1，使继电器触点J-2吸合，再将温度传感器Rt2放入39℃水中，调整Rp2，使继电器触点J-2释放。 3.调试时发现，不管电位器Rp1和Rp2怎么调，继电器J 始终吸合，检查电路元器件安装和接线都正确，用万用表测三极管V2集电极电位，在不同的调试状态分别为2.8V 和0V ，可知电路发生故障的原因是（ B ） A.二极管V6内部断路 B.三极管V3内部击穿（短路） C.电阻R4与三极管V3基极虚焊 D.继电器线圈内部短路 如图所示是运算放大器鸡蛋孵化温度控制器电路图，根据该原理完成4~6题。 4.该电路作为控制系统的输出部分是继电器J 、电热丝等，当电路中集成运放2脚的电位低于3脚的电位，三极管V3处于饱和状态，继电器J 吸合，电热丝通电加热。 上限 V2饱和导通时候Uce 电压降0.2V ，所以留下来给集电极2.8V ，截止时候0V 5.安装好后调试时，将温度传感器Rt 放入39℃水中，调R4，使电压U2=U3，集成运放输出端6脚的电压为0V ，电路实现39℃单点温度控制。 6.调试时发现，将温度传感器Rt 放入高于39℃水中，继电器吸合；将温度传感器Rt 放入低于39℃水中，继电器释放，出现该故障现象的原因可能是（ A ） A.集成运放2脚与3脚接反 B.二极管V4接反 C.电阻R2断路 D.三极管V3损坏 如图所示是晶体管组成的水箱闭环电子控制系统电路，根据该原理图完成7~9题。 7.该电路作为控制系统被控对象的是水箱内的水，水箱的水位从a 点降到b 点的过程中，三极管V1处于饱和状态，三极管V2处于截止状态，继电器触点J-1处于吸合状态。 8.安装调试时，将三个水位探头按图中的高低放入空玻璃杯中，如果电路正常，电路通电后，继电器J 吸合；向玻璃杯中加水，到达a 点时，继电器J 释放；接着将玻璃杯中的水排出，水位降到b 点以上时，继电器J 释放；水位降到b 点以下时，继电器J 吸合。 9.调试时发现，玻璃杯中的水位在b 点以下时，继电器J 就吸合；水位加到b 点，继电器J 就释放。出现该故障现象的原因是（ D ） A.继电器J 没用 B.三极管V1损坏 C.二极管V3接反 D.电路没接J-1触点，b 点直接接到了电阻R1 如图所示是555集成电路组成的水箱水位闭环电子控制系统电路图， (第4~6题) (第7~9题) R4 10k ?R5 4.7k R3 4.7k 50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等) 河南工业大学《现代控制理论》实验报告 专业: 自动化 班级: F1203 姓名: 蔡申申 学号:201223910625完成日期：2015年1月9日 成绩评定: 一、实验题目： 状态反馈控制器设计 二、实验目的 1. 掌握状态反馈和输出反馈的概念及性质。 2. 掌握利用状态反馈进行极点配置的方法。学会用MATLAB 求解状态反馈矩阵。 3. 掌握状态观测器的设计方法。学会用MATLAB 设计状态观测器。 三、实验过程及结果 1. 已知系统 u x x ??????????+??????????--=111100020003. []x y 3333 .02667.04.0= （1）求解系统的零点、极点和传递函数，并判断系统的能控性和能观测性。 A=[-3 0 0;0 2 0;0 0 -1];B=[1;1;1];C=[0.4 0.266 0.3333]; [z p k]=ss2zp(A,B,C,0) 系统的零极点： z = 1.0017 -1.9997 p = -3 -1 2 k = 0.9993 [num den]=ss2tf(A,B,C,0) num = 0 0.9993 0.9973 -2.0018 den = 1 2 -5 -6 系统的传递函数： G1=tf(num,den) G1 = 0.9993 s^2 + 0.9973 s - 2.002 ----------------------------- s^3 + 2 s^2 - 5 s - 6 Continuous-time transfer function. Uc=ctrb(A,B); rank(Uc) ans = 3 满秩，系统是能控的。 Vo=obsv(A,C); rank(Vo) ans = 3 满秩，系统是能观的。 （2）分别选取K=[0 3 0]，K=[1 3 2]，K=[0 16 /3 –1/3]（实验中只选取其中一个K为例）为状态反馈矩阵，求解闭环系统的零点、极点和传递函数，判断闭环系统的能控性和能观测性。它们是否发生改变?为什么？ A=[-3 0 0;0 2 0;0 0 -1];B=[1;1;1];C=[0.4 0.266 0.3333];K=[0 3 0]; [z p k]=ss2zp(A-B*K,B,C,0) z = 1.0017 -1.9997 p = -3 -1 -1 k = 0.9993 [num den]=ss2tf(A-B*K,B,C,0);G2=tf(num,den) G2 = 闭环控制系统的干扰与反馈 教材：（凤凰国标教材）普通高中课程标准实验教科书通用技术（必修2） 文档内容：闭环控制系统的干扰与反馈 章节：第四单元控制与设计第三节闭环控制系统的干扰与反馈 课时：第1课时 作者：叶朝晖（海南省海南中学） 一、教学目标 1. 知识与技能目标 （1）能结合案例找出影响简单控制系统运行的主要干扰因素，并作分析。 （2）熟悉闭环控系统中反馈环节的作用。 （3）能识读和画出简单的闭环控制系统的方框图，理解其中的控制器、执行器的作用。 2. 过程与方法目标 （1）通过课堂小试验亲身体验“反馈”的作用。 （2）通过典型闭环控制系统的分析，熟悉闭环控制系统的基本组成及工作过程。 （3）逐步形成理解和分析闭环控制系统的一般方法，学会使用逆推法分析问题。 3. 情感态度与价值观目标 （1）通过“神奇”的自动控制装置，感受科技的魅力，形成和保持探究控制系统的兴趣与热情。 （2）通过对闭环控制系统的探究，形成勇于探索敢于创造优良品质。 二、教学重点 本节学习重点偏重于对闭环控制系统反馈环节的作用的体会，及学会用系统框图来帮助分析和理解闭环控制系统。 三、教学难点 分析闭环控系统的基本组成及工作过程 四、教学方法 演示法、逆推分析法、游戏法 五、设计思想： 1. 教材分析 本节是“控制与设计”第三节的内容，其内容包括“干扰因素”、“反馈”、“功能模拟方法”和“黑箱方法”。闭环控制系统相对于开环控系统要复杂些，但闭环控制系统因其控制准，自动化程度高，有着“神奇”的控制效果，对学生来说也同样具有一定的吸引力，成为学生进一步学习的动力。本节学习重点偏重于对闭环控制系统反馈环节的作用的体会，及学会用系统框图来帮助分析和理解闭环控制系统。 反激变换器拓扑的电路设计 1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。 2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。 图1a是反激变换器的基本拓扑。图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。负反馈闭合环路采样主输出电压V om。V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。从输出跟随主输出得到相应的调节。 电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。 在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。这个电流代表电感上储存的能量为 （1） 这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培 当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组， . . 摘要 电力电子及开关电源技术因应用需求不断向前发展，新技术的出现又会使许多应用产品更新换代，还会开拓更多更新的应用领域。要求电子元件体积更小，耗能更低。开关电源作为电子设备中不可或缺的组成部分也在不断的改进，高频化、高效率、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化等，成了开关电源的发展方向，这也标志着这些技术将不断地发展而变得越来越成熟和稳定，同时实现高效率用电和高品质用电的相互结合。 脉宽调制器SG3525具有欠压锁定、系统故障关闭、软起动、延时PWM 驱动等功能，因而得到广泛应用。 本设计介绍了一种基于SG3525的半桥式开关电源变换器，对其各电路工作原理进行了分析，并设计了过流保护电路。为了提高效率，辅助电源采用了UC3843为主控芯片的反激变换器。为了减低输入电磁干扰，输入端设置了EMI滤波电路。对各参数进行了计算，通过实物制作与调试证明了方案的可行性。 该电源结构简单，思路清晰，运行稳定性好，有效降低了成本。 关键词半桥SG3525 过流保护 . . Abstract Technology for power electronics and switching power supply is going ahead continuously in practice．The emergence of new technology will make replacement in many application products as well as open up more and more new fields．At the same time components are required to have the smaller volume and lower losses，as an important parts of electronic devices power supply is getting some improvements，for high-frequency，for high efficiency，for high reliability，for low losses，for small noise，for anti-interference，for module and so on．These are becoming a development direction for power supply，which show that these technologies will become more mature and stable，it will achieve the combinability between high-efficiency and high quality to use electric energy. The pulse width modulator SG3525 has been used in various areas for its functions such as locking for the lack of pressure, closing system fault, soft starting, delaying PWM drive and so on. This design introduces a half-bridge based on SG3525 switch power converte -r, the working principle of the circuit is analyzed and designed over-current protec -tion circuit. In order to improve efficiency, auxiliary power for the main chip used UC3843 flyback converter. To reduce the input of electromagnetic interference, EMI input filter circuit is set. each parameter was calculated, through the producti -on and commissioning physical proof the feasibility of the project. The power structure is simple, clear, running stability, and effectively reducing the cost of it. Key words: half-bridge SG3525 overcurrent protection 单闭环控制系统设计及仿真 班级电信2014 姓名张庆迎 学号142081100079 摘要直流调速系统具有调速范围广、精度高、动态性能好和易于控制等优点，所以在电气传动中获得了广泛应用。本文从直流电动机的工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，利用Simulink对系统进行了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。在理论分析和仿真研究的基础上，本文设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电路、触发电路及控制电路的具体实现。对系统的性能指标进行了实验测试，表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可靠，具有较好的静态和动态性能，达到了设计要求。采用MATLAB软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，并用SIMULINK进行动态数字仿真,同时查看仿真波形,以此验证设计的调速系统是否可行。 关键词直流电机直流调速系统速度调节器电流调节器双闭环系统 一、单闭环直流调速系统的工作原理 1、单闭环直流调速系统的介绍 单闭环调速系统的工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机的实际转速(电压)低于给定值,速度调节器的输入端存在一个偏差信号，经放大后输出的电压保持为限幅值,速度调节器工作在开环状态,速度调节器的输出电压作为电流给定值送入电流调节器, 此时则以最大电流给定值使电流调节器输出移相信号,直流电压迅速上升,电流也随即增大直到等于最大给定值, 电动机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流(堵转电流)可以通过整定速度调节器的输出限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后, 速度调节器输入端的偏差信号减小到近于零,速度调节器和电流调节器退出饱和状态,闭环调节开始起作用。 2、双闭环直流调速系统的介绍 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套连接，如图1—1所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称 VF 变换器设计 姓 名 学 号 院、系、部 班 号 完成时间 ※ ※※※※※※※ ※ ※ ※ ※※ ※ ※ ※※※※※ ※※※※ 2013级 模拟电子技术课程设计 摘 要 电压/频率变换器的输入信号频率 f 。0 与输入电压 V i 的大小成正比，输入控制电压 V i 常为直流电压，也可根据要求选用脉冲信号做为控制电压，其输出信号可为正弦波或者脉冲波形电压。 本次课程设计利用输入电压的大小改变电容的充电速度，从而改变振荡电路的振荡频率，故采用积分器作为输入电路。积分器的输出信号去控制电压比较器或者单稳态触发器，可得到矩形脉冲输出，由输出信号电平通过一定反馈方式控制积分电容恒流放电，当电容放电到某一域值时，电容C 再次充电。由此实现V i 控制电容充放电速度，即控制输出脉冲频率。 关键词：电压变换器 积分器 单稳态触发器 目录 第1章设计任务与要求 (1) 第2章方案与论证 (1) 2.1 VF变换器设计思路 (1) 2.2 原理框图设计 (1) 第3章单元电路设计与参数计算 (2) 3.1 积分器设计 (2) 3.2 单稳态触发器设计 (3) 3.3 电子开关设计 (3) 3.4 恒流源电路设计 (4) 3.5 元件参数计算 (4) 3.6 主要元件参数 (5) 第4章仿真与调试 (6) 4.1 仿真电路 (6) 4.2 电路调试 (6) 4.3 调试结果 (7) 第5章结论与心得 (10) 5.1 结论 (10) 5.2 心得体会 (10) 参考文献 (10) 第1章 设计任务与要求 （1）设计一个振荡频率随外加控制电压变化的压控振荡器。 （2）输入外加控制电压信号为直流电压，输出信号频率为0f ，0f 与输入电压幅 度成正比。 （3）输入信号为矩形脉冲信号。 （4）输入电压的变化范围为0-10V 。 （5）0f 的变化范围为0-10kHz 。 （6）转换精度小于1%。 第2章 方案与论证 2.1 VF 变换器设计思路 （1）利用输入电压的大小改变电容器的充电速度，从而改变振荡器的振荡频率，可采用积分电路作为输入电路。积分器可由集成运算放大器和RC 元件组成。 （2）积分器的输出信号控制电压比较器、施密特触发器、单稳态触发器等，可得到矩形脉冲输出。 （3）输出信号电压通过一定反馈方式控制积分电容恒流放电，从而使积分电容的充放电速度控制了输出脉冲信号的频率，实现V/F 变换。 2.2 原理框图设计 图2-1 原理结构图输入 积分器 单稳态转换器 输出 恒流源 电子开关 半桥式D C D C变换器 设计 公司内部档案编码：[OPPTR-OPPT28-OPPTL98-OPPNN08] 半桥式DC-DC变换器设计 【摘要】近年来，随着电力电子器件、控制理论的发展和人们对电源性能要求的提高，电力电子技术引起了学者们的广泛关注。目前一些发达国家正逐渐把电力变换技术广泛应用于民用工业领域，我国在这一领域的研究起步较晚，但随着国民经济的发展，适合于不同要求的各种变换器越来越引起科研人员的关注。 本文通过对Buck变换器的电路结构和工作原理进行分析，设计出一种半 桥式DC-DC变换器，并采用闭环控制方法，将恒定的400V直流输入变为稳定5V 的直流输出，保证了系统的供电性能。最后利用Matlab工具对所设计的电路进行仿真,仿真结果验证了所设计系统的有效性。半桥式DC-DC变换器由于电路结构简单，功率器件少且功率管上受到的电压应力小，在中小功率场合得到了较为广泛的应用。本文为进一步研究和开发相关产品提供借鉴。 【关键词】Buck 半桥 DC-DC MATLAB 【ABSTRACT】In recent years, with the development of power electronic devices，control theory and the increasing demand of high-quality power supply, power electronics technology has aroused widely attention from scholars. Power electronics technology is used gradually in civilian industrial areas in some developed countries. With the national economic development, the various 《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 直流稳压电源设计报告 摘要 本作品采用了boost拓扑，利用电感、场效应管和二极管完成了升压的功能，利用Tl494,和IR2110进行反馈控制。并加上前期的整流滤波电路，实现可以用从市电开始转换。本作品基本实现了题目的功能，实现了30V到36V，2A的输出。 一、方案比较论证 1.主拓扑方案的论证 方案一：采用反激式变换器。反激式变换器适合小功率的输 出，输入电压大范围波动时，仍可以有较稳定的输出，并且 可以实现带隔离的DC/DC变换，但其中的反激式变压器设计 比较复杂，且整体效率较低。 方案二：采用boost变换器，boost是一种斩波升压变换器， 该拓扑效率高，电路结构简单，参数设计也比较容易。 方案三：采用SPICE变换器，开关环路的对称性使其可以达 到较高效率，电感的适当耦合也可以尽量减小纹波。但该方 案成本较高，对电容电感值要求较高，检测和控制电路较为 复杂。 为节约成本，并从简单考虑，本作品选用方案二。 2.控制反馈方案的选择 方案一：系统由Boost模块实现升压任务，各模块所需PWM 信号的由单片机提供，单片机AD采集实时输出量，经运算 后通过改变占空比调整模块工作状态。该方案电路最简单， 各种控制灵活，缺点有单片机运算量过大，开关信号占空比 受单片机限制，浮点运算的时延影响电路跟随，另外单片机 容易受到功率管开关干扰而失灵。 方案二：使用振荡器、比较器产生PWM波，由负反馈电路 实现输出控制，单片机负责状态切换和测量显示，该方案原 理易于理解，但自己装调的PWM电路在开关时容易出现振 铃毛刺，直接影响了系统效率，并且要完善反馈控制对回馈 信号要求较高。 方案三：借用现有成熟PWM控制器，该类集成电路输出波 形好，工作稳定，都具备至少一个反馈控制引脚，按照厂商 提供的典型电路就可装调出应用电路。但这类电路一般针对 专用场合设计，借用时需要较多设计计算，特别是该类芯片 的反馈有极高的控制灵敏度，在单片机参与时需要较多改动。 本作品采用方案三。 二、理论分析和计算 1．电路设计与分析 （1）提高效率的方法 Chapter5 状态反馈控制器设计 控制方式有“开环控制”、“闭环控制”。“开环控制”就是把一个确定的信号（时间的函数）加到系统输入端，使系统具有某种期望的性能。然而，由于建模中的不确定性或误差、系统运行过程中的扰动等因素使系统产生一些意想不到的情况，这就要求对这些偏差进行及时修正，这就是“反馈控制”。在经典控制理论中，我们依据描述控制对象输入输出行为的传递函数模型来设计控制器，因此只能用系统输出作为反馈信号，而在现代控制理论中，则主要通过更为广泛的状态反馈对系统进行综合。 通过状态反馈来改变和控制系统的极点位置可使闭环系统具有所期望的动态特性。利用状态反馈构成的调节器，可以实现各种目的，使闭环系统满足设计要求。参见138P 例5.3.3，通过状态反馈的极点配置，使闭环系统的超调量%5≤p σ，峰值时间（超调时间）s t p 5.0≤，阻尼振荡频率10≤d ω。 5.1 线性反馈控制系统的结构与性质 设系统),,(C B A S =为 Bu Ax x += Cx y = （5-1） 图5-1 经典控制-输出反馈闭环系统 经典控制中采用输出(和输出导数)反馈（图5-1）： v Fy u +-= F 为标量，v 为参考输入 （5-2） Bv x BFC A v Fy B Ax Bu Ax x +-=+-+=+=）（）（ 可见，在经典控制中，通过适当选择F ，可以利用输出反馈改善系统的动态性能。 现代控制中采用状态反馈（图5-1）： v Kx u +-=，n m K ?~ （K 的行=u 的行，K 的列=x 的行）称为状态反馈增益矩阵。 状态反馈后的闭环系统),,(C B A S K K =的状态空间表达式为 Bv x A Bv x BK A x K +=+-=)( Cx y = （5-3） 式中： BK A A K -≡ （5-4） . 摘要 电力电子及开关电源技术因应用需求不断向前发展，新技术的出现又会使许多应用产品更新换代，还会开拓更多更新的应用领域。要求电子元件体积更小，耗能更低。开关电源作为电子设备中不可或缺的组成部分也在不断的改进，高频化、高效率、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化等，成了开关电源的发展方向，这也标志着这些技术将不断地发展而变得越来越成熟和稳定，同时实现高效率用电和高品质用电的相互结合。 脉宽调制器SG3525具有欠压锁定、系统故障关闭、软起动、延时PWM驱动等功能，因而得到广泛应用。 本设计介绍了一种基于SG3525的半桥式开关电源变换器，对其各电路工作原理进行了分析，并设计了过流保护电路。为了提高效率，辅助电源采用了UC3843为主控芯片的反激变换器。为了减低输入电磁干扰，输入端设置了EMI滤波电路。对各参数进行了计算，通过实物制作与调试证明了方案的可行性。 该电源结构简单，思路清晰，运行稳定性好，有效降低了成本。 关键词半桥 SG3525 过流保护 . Abstract Technology for power electronics and switching power supply is going ahead continuously in practice．The emergence of new technology will make replacement in many application products as well as open up more and more new fields．At the same time components are required to have the smaller volume and lower losses，as an important parts of electronic devices power supply is getting some improvements，for high-frequency，for high efficiency，for high reliability，for low losses，for small noise，for anti-interference，for module and so on．These are becoming a development direction for power supply，which show that these technologies will become more mature and stable，it will achieve the combinability between high-efficiency and high quality to use electric energy. The pulse width modulator SG3525 has been used in various areas for its functions such as locking for the lack of pressure, closing system fault, soft starting, delaying PWM drive and so on. This design introduces a half-bridge based on SG3525 switch power converte -r, the working principle of the circuit is analyzed and designed over-current protec -tion circuit. In order to improve efficiency, auxiliary power for the main chip used UC3843 flyback converter. To reduce the input of electromagnetic interference, EMI input filter circuit is set. each parameter was calculated, through the producti -on and commissioning physical proof the feasibility of the project. The power structure is simple, clear, running stability, and effectively reducing the cost of it. Key words: half-bridge SG3525 overcurrent protection反激变换器课程设计报告
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