开关变压器之分布电容分析
开关电源电压输入回路的滤波电感，其分布电容的大小对EMC 指标的影
响非常大，因此也需要对滤波电感线圈的分布电容构成以及原理有充分的理解。从原理上来说，滤波电感线圈的分布电容与开关变压器线圈的分布电容基本上是没有根本区别的；因此，对分布电容的分析与计算方法，对滤波电感线圈同样有效。
开关变压器初、次级线圈的分布电容，对开关电源性能指标的影响也很重要，它会与变压器线圈的漏感组成振荡回路产生振荡。当输入脉冲电压的上升或下降率大于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就吸收能量，使输入脉冲波形的前、后沿都变差；而当输入脉冲电压的上升或下降率小于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就会释放能量，使电路产生振荡。如果振荡回路的品质因数比较高，电路就会产生寄生振荡，并产生EMI 干扰。
另外，开关电源电压输入回路的滤波电感，其分布电容的大小对EMC 指标
的影响非常大，因此在这里也需要对滤波电感线圈的分布电容构成以及原理有充分的理解。从原理上来说，滤波电感线圈的分布电容与开关变压器线圈的分布电容基本上是没有根本区别的，因此，对变压器线圈分布电容的分析与计算方法，对滤波电感线圈同样有效。
开关变压器初、次级线圈的分布电容与结构有关，因此，要精确计算不同结构的开关变压器初、次级线圈的分布电容难度比较大。下面我们先以最简单的双层线圈结构的开关变压器为例，计算它们的初级或次级线圈的分布电容。
图2-41 是分析计算开关变压器线圈之间分布电容的原理图。
设圆柱形两层线圈之间的距离为d，高度为h，平均周长为g 。假定两层线圈之间沿高度的电位差为线性变化，即：
高频逆变器中高频变压器的绕制方法 用EE55等高频磁芯制作高频逆变器,其中高频变压器的线包绕制最好参考一下电子管音响功率放大器中音频输出变压器的绕制方法.这种变压器因为要在音频20Hz~20KHz范围内力求做到平坦响应,绕法讲究,顶级的电子管音频输出变压器的频响范围甚至做到了10Hz~100KHz,而用的磁芯不过就是高矽硅钢片而已. 以大家在坛子中讨论最多也用得最多的“SG3525A(或KA3525A、UC3525)+场管IRF3205(或MTP75N06等)+EE55磁芯变压器”组合为例,功率可做到500W以上,工作频率一般在20~50KHz.其中的EE55磁芯变压器,大家一般是低压绕组(初级)3T+3T,中心抽头,高压绕组(次级)75T. 要制作好它就要注意两点: 一是每个绕组要采用多股细铜线并在一起绕,不要采用单根粗铜线,因为高频交流电有集肤效应.所谓集肤效应,简单地说就是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的(实际是越靠近导线中轴电流越弱,越靠近导线表面电流越强).采用多股细铜线并在一起绕,实际就是为了增大导线的表面积,从而更有效地使用导线.例如初级的3T+3T,你如果用直径2.50mm的
单根漆包线,导线的截面积为4.9平方毫米,而如果用直径0.41mm的漆包线(单根截面积0.132平方毫米)38根并绕,总的截面积也达到要求.然而,第二种方法导线的表面积大得多(第一种方法导线的表面积为:单股导线截面周长×股数×绕组总长度=2.5×3.14×1×L=7.85L,第二种方法导线的表面积为:单股导线截面周长×股数×绕组总长度=0.41×3.14×38×L=48.92L,后者是前者的48.92L/7.85L=6.2倍),导线有效使用率更高,电流更通畅,并且因为细导线较柔软,更好绕制.次级75T高压绕组用3~5根并绕即可. 二是高频逆变器中高频变压器最好采用分层、分段绕制法,这种绕法主要目的是减少高频漏感和降低分布电容.例如上述变压器的绕法,初级分两层,次级分三层三段.具体是: ①绕次级高压绕组第一段.接好引出线(头),先用5根并绕次级高压绕组25T,线不要剪断,然后包一层绝缘纸(绝缘纸要薄,包一层即可,否则由于以下多次要用到绝缘纸,有可能容不下整个线包),准备绕初级低压绕组的一半. ②绕初级低压绕组的一半.预留引出线(头),注意是预留,因为后面要统一并接后再接引出线,以下初级用“预留”一词时同理.用19根并绕3T,预留中心抽头,再并绕3T,预留引出线(尾),线剪断.在具体操作时这里还有一个技巧,即由于股数多,19股线一次并绕不太方便,扭矩张力也大,就可以分做多次,如这里可分做三次,每次用线6到7股,这样还可绕得更平整.注意三次的头、中、尾放在一起,且绕向要相同.然后又包一层绝缘纸,准备绕次级高压绕组
开关变压器第一讲变压器基本概念与工作原理现代电子设备对电源的工作效率、体积以及安全要求等技术性能指标越来越高，在开关电源中决定这些技术性能指标的诸多因素中，基本上都与开关变压器的技术指标有关。开关电源变压器是开关电源中的关键器件，因此，在这一节中我们将非常详细地对与开关电源变压器相关的诸多技术参数进行理论分析。在分析开关变压器的工作原理的时候，必然会涉及磁场强度H和磁感应强度B以及磁通量等概念，为此，这里我们首先简单介绍它们的定义和概念。在自然界中无处不存在电场和磁场，在带电物体的周围必然会存在电场，在电场的作用下，周围的物体都会感应带电；同样在带磁物体的周围必然会存在磁场，在磁场的作用下，周围的物体也都会被感应产生磁通。现代磁学研究表明：一切磁现象都起源于电流。磁性材料或磁感应也不例外，铁磁现象的起源是由于材料内部原子核外电子运动形成的微电流，亦称分子电流，这些微电流的集合效应使得材料对外呈现各种各样的宏观磁特性。因为每一个微电流都产生磁效应，所以把一个单位微电流称为一个磁偶极子。因此，磁场强度的大小与磁偶极子的分布有关。在宏观条件下，磁场强度可以定义为空间某处磁场的大小。我们知道，电场强度的概念是用单位电荷在电场中所产生的作用力来定义的，而在磁场中就很难找到一个类似于“单位电荷”或“单位磁场”的带磁物质来定义磁场强度，为此，电场强度的定义只好借用流过单位长度导体电流的概念来定义磁场强度，但这个概念本应该是用来定义电磁感应强度的，因为电磁场是可以互相产生感应的。幸好，电磁感应强度不但与流过单位长度导体的电流大小相关，而且还与介质的属性有关。所以，电磁感应强度可以在磁场强度的基础上再乘以一个代表介质属性的系数来表示。这个代表介质属性的系数人们把它称为导磁率。在电磁场理论中，磁场强度H的定义为：在真空中垂直于磁场方向的通电直导线，受到的磁场的作用力F跟电流I和导线长度的乘积I 的
变压器的漏感与分布电容影响分析 漏感与分布电容对输出波形的影响开关电源变压器一般可以等效成图2-43所示电路。在图2-43中，Ls为漏感，也可称为分布电感，Cs为分布电容，为励磁电感，R为等效负载电阻。其中分布电容Cs还应该包括次级线圈等效到初级线圈一侧的分布电容，即次级线圈的分布电容也可以等效到初级线圈回路中。图2－43 开关电源变压器等效电路设次级线圈的分布电容为C2，等效到初级线圈后的分布电容为C1，则有下面关系式：上式中，Wc2为次级线圈分布电容C2存储的能量，Wc1为C2等效到初级线圈后的分布电容C1存储的能量；U1、U2分别为初、次级线圈的电压，U2 = nU1，n = N2/N1为变压比，N1 、N2分别为初、次级线圈的匝数。由此可以求得C1为：C1 = n2C2 （2-121）（2-120）式不但可以用于对初、次级线圈分布电容等效电路的换算，同样可以用于对初、次级线圈电路中其它电容等效电路的换算。所以，C2亦可以是次级线圈电路中的任意电容，C1为C2等效到初级线圈电路中的电容。由此可以求得图2-43中，变压器的总分布电容Cs为：Cs = Cs1 + C1 = Cs1 +n2C2 （2-122）(2-122)式中，Cs为变压器的总分布电容，Cs1为变压器初级线圈的分布电容；C1为次级线圈电路中总电容C2（包括分布电容与电路中的电容）等效到
初级线圈电路中的电容；n = N2/N1为变压比。图2-43开关变压器的等效电路与一般变压器的等效电路，虽然看起来基本没有区别，但开关变压器的等效电路一般是不能用稳态电路进行分析的；即：图2-43中的等效负载电阻不是一个固定参数，它会随着开关电源的工作状态不断改变。例如，在反激式开关电源中，当开关管导通时，开关变压器是没有功率输出的，即负载电阻R等于无限大；而对于正激式开关电源，当开关管导通时，开关变压器是有功率输出的，即负载电阻R既不等于无限大，也不等于0 。因此，分布电感与分布电容对正激式开关电源和反激式开关电源工作的影响是不一样的。图2-44和图2-45分别是开关电源变压器与电源开关管连接时的工作原理图和各点工作电压的波形图。在图2-44中，当开关管Q1导通时，无论是对正激式开关电源或反激式开关电源，分布电感Ls都会对流过开关管Q1的电流Id起到限制作用，即降低Id的电流上升率，这对保护开关管是有好处的；因为，开关管刚导通的时候，电流在管芯内部是以扩散的形式由一个点向整个面扩散的，如果电流上升率太大，很容易使开关管因局部面积电流密度过大造成损伤。分布电感Ls和分布电容Cs可以看成是一个串联振荡回路，当开关管Q1开始导通的时候，输入脉冲电压的上升率大于串联振荡回路自由振荡电压的上升率，因此，振荡回路开始吸收能量，输入电压对Ls和Cs进行充电，此时，振荡
高频变压器工作原理及用途 简介 是作为开关电源最主要的组成部分。开关电源中的拓扑结构有很多。比如半桥式功率转换电路，工作时两个开关三极管轮流导通来产生100kHz的高频脉冲波，然后通过高频变压器进行变压，输出交流电，高频变压器各个绕组线圈的匝数比例则决定了输出电压的多少。典型的半桥式变压电路中最为显眼的是三只高频变压器：主变压器、驱动变压器和辅助变压器（待机变压器），每种变压器在国家规定中都有各自的衡量标准，比如主变压器，只要是200W以上的电源，其磁芯直径（高度）就不得小于35mm。而辅助变压器，在电源功率不超过300W时其磁芯直径达到16mm就够了。 工作原理 变压器是变换交流电压、电流和阻抗的器件，当初级线圈中通有交流电流时，铁芯（或磁芯）中便产生交流磁通，使次级线圈中感应出电压（或电流）。 变压器由铁芯（或磁芯）和线圈组成，线圈有两个或两个以上的绕组，其中接电源的绕组叫初级线圈，其余的绕组叫次级线圈。 用途 高频变压器是工作频率超过中频（10kHz）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次： 10kHz- 50kHz、50kHz-100kHz、100kHz～500kHz、500kHz～1MHz、1MHz以上。传送功率比较大的情况下，功率器件一般采用 IGBT，由于IGBT存在关断电流拖尾现象，所以工作频率比较低；传送功率比较小的，可以采用MOSFET，工作频率就比较高。 制造工艺 高频变压器的制造工艺要点一。 绕线 A 确定BOBBIN的参数 B 所有绕线要求平整不重叠为原则 C 单组绕线以单色线即可,双组绕线必需以双色线或开线浸锡来分脚位,以免绕错 D 横跨线必需贴胶带隔离 1. 疏绕完全均匀疏开
开关电容低通滤波器的设计原理分析 为了滤除信号中掺杂的高频噪声，设计一种六阶级联式开关电容低通滤波器，以数据采样技术代替传统有源RC滤波器中的大电阻，有利于电路的大规模集成。滤波器由双二阶子电路级联而成，电路中的电容值利用动态定标技术计算确定。用Hspice进行仿真验证，结果表明：开关电容低通滤波器能较好地时信号进行整形，其频率特性符合设计指标。 滤波技术是信号分析和处理中的重要分支，它的作用是从接收到的信号中提取有用的信息，抑制或消除无用的或有害的干扰信号，有助于提高信号完整度和系统稳定性。滤波器正是采用滤波技术的具有一定传输选择性的信号处理装置。随着现代集成电路技术和MOS工艺的飞速发展，模拟集成滤波器的实现已经成为现代工业的一个重大课题，也是当今国际上的前沿课题。 传统的连续时间模拟滤波器采用有源RC结构，能够应用到较高的频率，但是电路中多采用大电容和大电阻，在集成电路制造时会占用大量的芯片面积。在现代集成电路工艺中，很难得到精确的电阻值和电容值，而且电阻值随温度变化很大，精度只能达到30%。 1972年，美国科学家Fried发表了用开关和电容模拟电阻R的论文，由此开关电容技术成为模拟集成滤波器设计中常用的方法。开关电容滤波器是由运算放大器、电容器和MOS 开关组成的有源开关电容网络，以数据采样技术代替大电阻，减小了芯片的面积和功耗，且电路的极点和时间常数由电容的比值确定，可实现高精度的模拟集成滤波器。本文设计一种开关电容低通滤波器，用于滤除有用信号中掺杂的高频噪声。 1 开关电容技术的原理 图1中的开关电容等效电阻电路由两个独立的电压源V1、V2，两个受控开关S1、S2和电容C组成。开关S1和S2受两相不交叠的时钟φ1和φ2控制，时钟频率均为fs。
开关变压器第十四讲分布电容分析 作者：康佳集团彩电技术开发中心总体技术设计所所长/高级工程师陶显芳 开关电源电压输入回路的滤波电感，其分布电容的大小对EMC指标的影响非常大，因此也需要对滤波电感线圈的分布电容构成以及原理有充分的理解。从原理上来说，滤波电感线圈的分布电容与开关变压器线圈的分布电容基本上是没有根本区别的；因此，对分布电容的分析与计算方法，对滤波电感线圈同样有效。 开关变压器初、次级线圈的分布电容，对开关电源性能指标的影响也很重要，它会与变压器线圈的漏感组成振荡回路产生振荡。当输入脉冲电压的上升或下降率大于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就吸收能量，使输入脉冲波形的前、后沿都变差；而当输入脉冲电压的上升或下降率小于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就会释放能量，使电路产生振荡。如果振荡回路的品质因数比较高，电路就会产生寄生振荡，并产生EMI干扰。 另外，开关电源电压输入回路的滤波电感，其分布电容的大小对EMC指标的影响非常大，因此在这里也需要对滤波电感线圈的分布电容构成以及原理有充分的理解。从原理上来说，滤波电感线圈的分布电容与开关变压器线圈的分布电容基本上是没有根本区别的，因此，对变压器线圈分布电容的分析与计算方法，对滤波电感线圈同样有效。 开关变压器初、次级线圈的分布电容与结构有关，因此，要精确计算不同结构的开关变压器初、次级线圈的分布电容难度比较大。下面我们先以最简单的双层线圈结构的开关变压器为例，计算它们的初级或次级线圈的分布电容。 图2-41是分析计算开关变压器线圈之间分布电容的原理图。 设圆柱形两层线圈之间的距离为d，高度为h，平均周长为g 。假定两层线圈之间沿高度的电位差为线性变化，即： 设两个线圈相对应的两表层间的电场近似均匀分布，即近似平板电容器的电场，那么，根据（2-112）式就可以求得该电场贮存
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：
开关电源占空比的选择与开关变压器初次级线圈匝数比的计算 作者：陶显芳发布时间：2011-07-04文章来源：华强北·电子市场价格指数浏览量：50466 下面是开关电源设计务必掌握的知识 1、开关电源占空比的选择与计算 2、开关变压器初次级线圈匝数比的计算 希望从事开关电源设计的工程师对此感兴趣 概述：占空比是脉冲宽度调制(PWM)开关电源的调制度，开关电源的稳压功能就是通过自动改变占空比来实现的，开关电源的输出电压与占空比成正比，开关电源输出电压的变化范围基本上就是占空比的变化范围。由于开关电源输出电压的变化范围受到电源开关管击穿电压的限制，因此，正确选择占空比的变化范围是决定开关电源是否可靠工作的重要因素；而占空比的选择主要与开关电源变压器初、次级线圈的匝数比有关，因此，正确选择开关电源变压器初、次级线圈的匝数比也是一个非常重要的因素。 开关电源占空比和开关电源变压器初、次级线圈的匝数比的正确选择涉及到对开关电源变压器初、次级线圈感应电动势的计算。因此，下面我们先从分析开关电源变压器初、次级线圈感应电动势开始。 1.1占空比的定义 占空比一般是指，在开关电源中，开关管导通的时间与工作周期之比，即： （1）式中：D为占空比，Ton为开关管导通的时间，Toff为开关管关断的时间，T为开关电源的工作周期。 对于一个脉冲波形也可以用占空比来表示，如图1所示。 在反激式开关电源中，开关管导通的时候，变压器次级线圈是没有功率输出的，如果把（1）中的D记为D1，（2）式中的D记为D2，则D1、D2有下面关系： 1.2开关变压器初次级线圈的输出波形
图2a是输出电压为交流的开关电源工作原理图。为了便于分析，我们假说变压器初次级线圈的变压比为1:1（即N1=N2，L1=L2），当开关K又导通转断开时，变压器初级、次 级线圈产生感应电动势为： （6）式中：为变压器初级线圈的励磁电流，由此可知，变压器初、次级线圈产生 的反电动势主要是由励磁电流产生的。我们从（5）可以看出，当变压器初、次级线圈的负载电阻R很大或者开路的情况下，变压器初、次级线圈产生的感应电动势峰值是非常高的，如果这个电压直接加到电源开关管两端，电源开关管一定会被击穿。 为了便于分析，我们引进一个半波平均值的概念，我们把Upa、Upa-分别定义为变压器初、次级线圈感应电动势正、负半周的半波平均值。半波平均值就是把反电动势等效成一 个幅度等于Upa或Upa-的方波，如图2b中的Upa-所示。
○ 理论探讨 ○ 几种开关电容网络及其对DC -DC 变换器的改善 国家自然科学基金资助项目。 收到稿件。 刘 健 陈治明 严百平(西安理工大学 710048) 摘 要 提出三种开关电容网络,包括串并电容组合结构、极性反转开关电容网络和推挽开 关电容网络,并讨论了它们的性质。将这三种开关电容网络和传统DC -DC 变换器相结合,提出了一系列新的变换器拓扑结构。理论分析和实验结果表明,上述措施有助于提高具有悬殊电压变比的DC -DC 变换器的性能。 关键词 开关电容网络 DC -DC 变换器 1 引言 传统DC -DC 变换器中(如buck 、boost 和cuk 等),在进行较大电压变比的升压变换或较悬殊电压变比的降压变换时,必须令功率开关工作在很大 或很小的导通比下,这影响了变换器的效率,也使变换器的动态特性降低[1]。本文研究了将几种特殊的开关电容(SC )网络与传统的开关DC -DC 变换器相结合,利用SC 网络对电压进行预变换,借以改善传统的变换器性能的方法,提出一系列新的拓扑结构,如SC buck 变换器,SC boost 变换器以及SC cuk 变换器等。 2 几种开关电容网络 SC 网络是仅含有电容器和功率开关的电路单元,功率开关一般分作交替导通的两组。能够直接用于开关DC -DC 变换器来改善其性能的SC 网络有以下三种,如图1所示。 2.1 串并电容组合结构(Series -parallel capacitor group ,简写为SP ) 图1a 为典型的串并电容组合结构(SP ),一般情况下构成SP 的各个电容器取值均相等。我们定义一个SP 中所含独立电容的个数为该SP 的阶(order ),用n 表示。这样图1a 所示为二阶SP 。 SP 具有这样的特点:当外部给它充电时(即开关S 1导通,S 2断开时),组成SP 的各个电容C 1i 相互串联;而当SP 放电时(即S 2导通,S 1断开 时),组成SP 的各个电容C 1i 相互并联。因此,假如对SP 的充电状态的持续时间和放电状态的持续 时间分别大于其充电状态时间常数和放电状态时间常数的话,则在稳态下n 阶SP 可以看作一个n ∶1的降压器,即 图1 三种开关电容网络 (a )二阶SP (b )R SC 网络(c )二阶Pus h -Pull SC 网络 第5期 电工技术杂志1999年9月
高频高压变压器分布电容的分析与处理 曾光1,金舜1,史明2 (1.西安理工大学,西安710048; 2.西安电信分公司,西安710003) 摘要:在分析高频变压器分布参数机理的基础上,以高压直流LCC谐振变换器为例,阐述了高频高压变压器分布电容给电路带来的不利影响,提出了一种补偿方法,并进行了仿真和实验。介绍了高频高压变压器分布电容的测试方法,推导了补偿电感的计算公式,综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验证明该方法是正确的。 关键词:高频;变压器/分布电容;LCC谐振 中图分类号:T M433文献标识码:A文章编号:1000-100X(2002)06-0054-04 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-frequency and High-voltage Transformer ZENG Guang1,JIN Shun1,SHI Ming2 (1.X i.an Univer sity of T echnology,X i.an710048,China;2.Xi.an T elecom,Xi.an710003,China) Abstract:On the basis of analyzing the mechanism of distributed parameters in hig h frequency transformer,and w ith an instance of LCC resonant converter,the disadvantages of distributed capacitance in high-frequency and high-v oltage tr ansformer are described.T he compensat ion met hod,the waveforms o f bot h simulation and ex periment,and the method of measur ing distr ibuted capacitance ar e g iven.F ormula for calculat ion compensation inductance is derived.T wo methods are used in solving the trouble.Experimental results verify the correctness of the t heory. Keywords:hig h frequency;transformer;distributed capacitance;LCC resonant 1前言 随着开关电源频率的不断增加,在满足了减小开关电源体积要求的同时,也带来了一系列新的问题。例如分布参数在高频情况下对电路的影响不能再被忽略。在开关型电源电路中,高频变压器是电气隔离、传输能量、电压变换的重要元件。在高频情况下,许多应用于工频的变压器设计方法不再适用,解决好高频变压器的分布参数问题非常重要。 2高频变压器分布参数模型及对分布参数问题的一般解决办法 文献[1]指出:变压器的分布参数主要是漏感和分布电容。分布电容主要是匝间电容和层间电容。建立了一个绕组的分布参数模型(图1),再经过叠加折算得到整个变压器的分布参数模型。 根据图1a经计算可得绕组的等效并联电容C c =Ci/(N-1)(N>1)。等效电容C c一般是皮法数量级,在工频时可忽略,但在高频时其对变压器的影响不容忽视。该分布电容由变压器结构、材料、体积、绕制工艺等因素决定,目前不可能完全消除。 收稿日期:2002-06-13 定稿日期:2002-08-08 作者简介:曾光(1957-),男,江西人,副教授,研究方 向为电力电子与电力传动 。 图1绕组的分布参数模型 对待该电容的处理主要有两种方法,一是利用,二是补偿。如果系统需要在变压器端口并联一个电容,正好可以利用分布电容作为该并联电容,不仅解决了分布电容带来的危害,还减少了元器件的数量。这是最为积极有效的办法。反之,若在变压器端口并联电容会给系统带来危害,则必须减弱其影响。主要是通过工艺上的改进和在变压器外部对其进行补偿。下面通过工程中实例高压直流LCC谐振变换器,详细阐述两种方法的应用。 3LCC主电路原理介绍 该电源输入工频220V电源,输出直流电压0~ 10000V,输出最大功率500W。 主电路由两级变换电路组成,前级为Buck降压电路,用以稳压;后级为LCC谐振电路,为开关器件提供零电压开通条件。变压器次级采用高压硅堆整 54
摘要：反激变换器的高频运行表明功率变压器寄生参数对变换器的性能影响很大。变压器的寄生参数主要是漏感和分布电容，而设计过程中往往很少考虑分布电容。该文给出了适用于工程分析的变压器高频简化模型，分析高频高压场合变压器寄生参数对反激变换器的影响。继而给出寄生参数的确定方法，并基于此分析，提出控制寄生参数的工程方法，研究不同的绕组绕制方法和绕组位置布局对分布电容大小的影响，并通过实验验证了文中分析的正确性及抑制方法的实用性。 关键词：电力电子；分布电容；反激变换器；变压器；高频高压 0 引言 单端反激变换器具有拓扑结构简单，输入输出隔离，升降压范围宽，易于实现多路输出等优点，在中小功率场合具有一定优势，特别适合作为电子设备机内辅助电源的拓扑结构。变压器作为反激变换器中的关键部件，对变换器的整机性能有着很大影响。随着变换器小型化的发展趋势，需要进一步提高变换器的开关频率以减小变压器等磁性元件的体积、重量[1-3]。但高频化的同时，变压器的寄生参数对变换器工作的影响却不容忽视[4-12]。变压器的寄生参数主要是漏感和分布电容。以往，设计者在设计反激变压器时，往往只对变压器的漏感加以重视。然而，在高压小功率场合，变压器分布电容对反激变换器的运行特性及整机效率会有很大影响，不可忽视[8-13]。对设计者而言，正确的理解这些寄生参数对反激变换器的影响，同时掌握合理控制寄生参数的方法，对设计出性能良好的变压器，进而保证反激变换器高性能的实现颇为重要。为此，文中首先给出变压器寄生参数对反激变换器的影响分析，同时给出这些寄生参数的确定方法，并对变压器的不同绕法以及绕组布局对分布电容的影响进行了研究，对绕组分布电容及绕组间分布电容产生的影响作了分析，最后进行了实验验证。1 变压器寄生参数对反激变换器的影响如图1，给出考虑寄生参数后的高压输入低压输出RCD 箝位反激变换器拓扑。其中，Ll、Lm 分别表示原边漏感和磁化电感，C11 为原边绕组分布电容，C13、C24 表示原边与副边绕组不同接线端之间的分布电容。根据反激变换器的工作原理，反激变压器铁心工作于单向磁化状态，且需要一定的储能能力。为防止铁心饱和，通常在变压器磁路中留有较大气隙，但这会使得变压器有较大漏磁，造成较大的漏感。当功率开关管关断时，由于漏感的存 在，会在开关管上激起很高的电压尖峰[12-14]。漏感能量吸收方法有多种，图1 电路是采用RCD 箝位
开关变压器第一讲变压器基本概念与工作原理 现代电子设备对电源的工作效率、体积以及安全要求等技术性能指标越来越高，在开关电源中决定这些技术性能指标的诸多因素中，基本上都与开关变压器的技术指标有关。开关电源变压器是开关电源中的关键器件，因此，在这一节中我们将非常详细地对与开关电源变压器相关的诸多技术参数进行理论分析。在分析开关变压器的工作原理的时候，必然会涉及磁场强度H和磁感应强度B以及磁通量等概念，为此，这里我们首先简单介绍它们的定义和概念。在自然界中无处不存在电场和磁场，在带电物体的周围必然会存在电场，在电场的作用下，周围的物体都会感应带电；同样在带磁物体的周围必然会存在磁场，在磁场的作用下，周围的物体也都会被感应产生磁通。现代磁学研究表明：一切磁现象都起源于电流。磁性材料或磁感应也不例外，铁磁现象的起源是由于材料内部原子核外电子运动形成的微电流，亦称分子电流，这些微电流的集合效应使得材料对外呈现各种各样的宏观磁特性。因为每一个微电流都产生磁效应，所以把一个单位微电流称为一个磁偶极子。因此，磁场强度的大小与磁偶极子的分布有关。在宏观条件下，磁场强度可以定义为空间某处磁场的大小。我们知道，电场强度的概念是用单位电荷在电场中所产生的作用力来定义的，而在磁场中就很难找到一个类似于“单位电荷”或“单位磁场”的带磁物质来定义磁场强度，为此，电场强度的定义只好借用流过单位长度导体电流的概念来定义磁场强度，但这个概念本应该是用来定义电磁感应强度的，因为电磁场是可以互相产生感应的。幸好，电磁感应强度不但与流过单位长度导体的电流大小相关，而且还与介质的属性有关。所以，电磁感应强度可以在磁场强度的基础上再乘以一个代表介质属性的系数来表示。这个代表介质属性的系数人们把它称为导磁率。在电磁场理论中，磁场强度H的定义为：在真空中垂直于磁场方向的通电直导线，受到的磁场的作用力F跟电流I和导线长度的
A CMOS Direct Sampling Mixer Using Switched Capacitor Filter Technique for Software-De?ned Radio Hong Phuc Ninh,Takashi Moue,Takashi Kurashina,Kenichi Okada,and Akira Matsuzawa Department of Physical Electronics,Tokyo Institute of Technology 2-12-1-S3-27Ookayama,Meguro-ku,Tokyo152-8552Japan. Tel/Fax:+81-3-5734-3764,E-mail:phuc@ssc.pe.titech.ac.jp Abstract—This paper proposes a novel direct sampling mixer (DSM)using Switched Capacitor Filter(SCF)for multi-band receivers.The proposed DSM has a higher gain,more?exibility and lower?icker noise than that of conventional circuits.The mixer for Digital Terrestrial Television(ISDB-T)1-segment was fabricated in a0.18μm CMOS process,and measured results are presented for a sampling frequency of800MHz.The ex-perimental results exhibit430kHz signal bandwith with27.3dB attenuation of adjacent interferer assuming at3MHz o?set. I.I ntroduction Nowadays,dozens of wireless communication standards, e.g.GSM,UMTS,WLAN,Bluetooth,GPS,DTV,and RFID, have been used in mobile terminals.Thus it indicates a need for a?exible mobile terminal that can support many wire-less communication standards.However,the present multi-standard terminal consists of several LNAs,VCOs,Mixers. As a result,it becomes more complicated and needs larger area and power comsumption.A multi-standard RF front-end implemented in a single chip is required for smaller size,lower power[1].Software-de?ned radio(SDR)is focused to satisfy these requirements.The adoption of Muli-tap Direct Sampling Mixer(MTDSM),proposed recently by R.B.Staszewski,et al[2],is one of promising approaches for SDR.However,the conventional MTDSM consists of passive components,thus large gain loss and low order of the?lter are unavoidable problems.Moreover,it is a little di?cult to be applied to the wideband wireless applications,e.g.WLAN,UWB,etc,due to narrow pass-band characteristics of MTDSM.In addition the?icker noise is also a tough problem of the conventional MTDSM due to the passband characteristics.In this paper,we propose a MTDSM using Switched Capacitor Filter(SCF), which realizes more gain and?icker-noise supression.More-over,SCF in the proposed MTDSM contributes to provide higher-order?ltering,which can realize gain?atness over the in-band. II.P roposed DSM A rchitecture Fig.1shows the proposed sampling mixer architecture, where RF input signal is sampled,?ltered and decimated. This mixer is based on current-mode direct sampling,thus a transconductance ampli?er(TA)is used to convert the received Fig.1.The proposed direct sampling mixer. RF voltage into current domain.The current gets sampled by the local oscillator and integrated into the sampling capacitor C S.During the phaseφ11(orφ12),the sampled RF inputs are accumulated on one C S,while the accumulated charge is read out to the next stage by another C S in the same time.Thus, it performs a Moving-Average(MA)Filtering.Moreover,one capacitor C R shares the charge with C H,a”history”capacitor, and another C R is read out.The total charge stored in C H and C R at phaseφ11(orφ12)is equal to the sum of the remaining charge in the”history”capacitor C H in the previous one and the accumulated charge of the sampling capacitor. This operation introduces an IIR Filtering.The second MA Filtering and IIR Filtering is realized with the same method according to the opposite operating of phaseφ21and phase φ22in the next stage. In the conventional sampling mixer,DC and the harmonic frequency at multiple of local oscillator will also be aliased in with the sampled signal.Thus the DC component become large because of the a?ect of DC o?set and1/f noise.As shown in Fig.1,RF input signal,RF+and RF?are alternately input to the?lter core in the SCF mixer.According to that,the frequency response of the proposed mixer is shifted byπand 1D-5 103 978-1-4244-1922-7/08/$25.00 ?2008 IEEE
如何根据电力变压器容量选择无功补偿电容器的大小 怎样正确选用电力电容器，如下几点供用户参考： 1、用户购买电力电容器最好直接到生产厂家或由生产厂家授权的代理商处购买，这样防止购买假冒伪劣的产品。 2、用户在选用电力电容器时，应注意电力电容器的产品外观是否完整，有无碰损，及生产厂家的名牌、厂址、质保卡、合格证、说明书等是否齐全。（厂名不全，如“威斯康电气公司”就是厂名不全，齐全的厂名应如“上海威斯康电气有限公司”。通讯地址等不详的产品，用户最好不要购买，以防发生意外事故。）购买前最好与生厂厂家联系证实一下产品售后服务等情况。 3、用户在购买电力电容器时，还应注意标牌上的各种数据：如额定电量KVAR、电容量uf、电流是否对，最好用UF表测量一下，用兆欧表测一下绝缘电阻，生产成套装置的厂家有条件的话可抽查耐压是否符合国家标准。 用户购买电力电容器时，不能只讲究价格便宜，俗话说“便宜没好货、好货不便宜”。一般电容器产品的价格差异是基于其成本的高低。如原材料的优劣：制造电力电容器的电容膜，有铝膜与锌铝膜两种，两者的价格相差很大，用锌铝膜制造的电容器相对成本高，当然质量也不同。此外，电容膜的优质一等品与二等品的价格不同，质量也不同。因此，用户在购买电容器时，价格是次要的，产品的质量才是最重要的。 4、安装使 用电力电容器，安全可靠的方法是：安装之前，将每台电力电容器测量后，将产品序号做好纪录，再依次安装。值得注意的一点，生产成套装置的厂家应考虑到电容补偿柜的运输问题。如果将电容器安装好后运输，很容易造成电容器因运输途中的路面颠簸而碰撞损坏（特别是容量大的电容器因其自身高度和重量，最易因此受到损坏）。方便而有效的解决办法是：在起始点对电容补偿柜装上电容器进行测试后，将电容补偿柜（空柜）和电力电容器分开运输，直到最终目的地（直接用户处）再进行安装。 用户只要对电力电容器选用得当，可为企业提高经济效益，为设备运行与人身财产提供安全的保证。 二、对环境的原因直接影响到电力电容器的寿命。电压过高与冲击电流对电力电容器是致命损害。所以选用电力电容器时，应向生产厂家提供下列几点情况，这样生产厂家可为用户生产专用的电容器。 1、电力电容器设计温度标准45℃，超过45℃对电容器影响很大。（如上海虹桥机场国内候机楼配电房，其里面温度比外界的自然温度高出许多，普通电容器被封闭在柜子里，温度则更高。导致电容器在高温状态下发热过度，引起膨胀、漏液。而
高频高压变压器分布电容的分析与处理 摘要：本文在分析高频变压器分布参数机理的基础上，以高压直流LCC谐振变换器为实例，阐述了高频高压变压器分布电容对电路带来的不利影响，提出了一种补偿的方法，进行了仿真和实验，提出了高频高压变压器分布电容的测试方法，推导了补偿电感的计算公式，综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验结果表明该方法的正确性。 关键词：分布电容高频变压器 LCC谐振 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-Frequency and High-Voltage Transformer Jin Shun1 ， Zheng Guang1 ，Shi Ming2 （Xi’an University of Technology, Xi’an 710048, China; Xi’an Telecom, Xi’an 710003,China） Abstract: On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distributed Capacitance High Frequency Transformer LCC Resonant 1 前言