微波低通高阻频率选择复合材料的设计研究

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微波低通高阻频率选择复合材料的设计研究*

刘 列1,侯新宇2

(1 深圳光启高等理工研究院,超材料电磁调制技术国家重点实验室,广东省超材料微波射频重点实验室,深圳518057;2 航天科工集团北京环境特性研究所,北京100048

摘要 采用数值法设计了8~12GHz(X波段)具有高反射同时2~4GHz(S波段)具有高透射的频率选通复合材料。采用有限元法(FEM)计算了含导电纤维复合材料的传输和反射系数,并用自由空间法对所制备的多层凯夫拉(Kevlar)纤维增强的复合材料样板(424mm×424mm)进行测量。测量结果与计算结果具有良好的一致性。同时发

现复合材料基材的介电特性和所嵌入金属纤维的电导率对材料的传输损耗有很大影响。关键词

复合材料 导电纤维 频率选择表面 有限元法

Design of Frequency Selective Composites with Passband at HighFrequency and Stopband at Low Frequency

LIU Lie1,HOU Xinyu2(1 National Key Laboratories on EM Modulation of Metamaterial and Key Laboratory of Microwave and Radio-wave

Metamaterial Laboratories of Guangdong Province,Kuang-Chi Institute of Advanced Technologies,Shenzhen 518057;2 Beijing Institute of Environmental Characteristics,China Aerospace Science and Industry Corporation,Beijing 100048)

Abstract Frequency selective composites with stop-band from 8to 12GHz and pass-band from 2to 4GHz weredesigned with a numerical method.Finite element method was employed to calculate the transmission and reflectioncoefficient of composites embedded with conductive fibers.The Kevlar composite boards(424mm by 424mm)weremeasured with free space method.It was found that the simulated results agree with the measured very well.The die-

lectric characteristics of the holding matrix and conductivity of the fibers embedded have significant effect on the trans-

mission loss.Key words composites,conductive fiber,frequency selective surface,finite element method

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国家“863计划”资助项目(2012AA030401);广东省引进创新科研团队项目(2009010005);广东省战略性新兴产业核心技术攻

关项目(2011A091103003) 刘列:男,博士,从事电磁功能复合材料研究 E-mail:lie.liu@kuang-chi.org

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引言

天线罩是为保护天线免受自然环境影响的外壳,是雷达系统的重要组成部分,是由天然或人造电介质材料制成的覆盖物,或是由桁架支撑的电介质壳体构成的电磁窗口[1,2]。航空航天用天线罩材料的性能要求包括优良的透波性能、稳定的高温介电性能、低线膨胀系数以及抗粒子云侵蚀等[2]。近年来,针对飞行平台低雷达散射的要求,人们设计了嵌有周期性结构或频率选通表面(FSS)的雷达罩或频选窗[3],以抑制工作在其它频率的雷达波入射进入天线罩,也即带外抑制。除了采用周期性结构,含非周期性导电长纤维材料的树脂基复合材料也具有频率选通特性[4,5]。因为纤维的长度和纤维阵列中的耦合效应,有效媒质理论已经无法精确分析频率选通复合材料与入射电磁波的相互作用,所以近几年来流行采用数值模拟的方法来分析电磁复合材料和结构。矩量法(MOM)最早用于分析FSS的电磁性能(如透射率或反射率)[3],Nguyen采用MOM算法来分析含随机分布

长纤维的二维复合材料的微波电磁性能[6],比较了数值模拟得到的反射率和阻抗及自由空间的测量结果,两者在幅度上的吻合度非常好。计算与测量的谐振频率上的差异主要归因于MOM算法没有考虑基板材料的贡献[6]。另外,MOM算法中的细线近似也带来了数值误差[5,7]。作为一种替代算法,FEM的吸引力在于它处理复杂几何形状和材料各向异性时的灵活性和效率。同有限时域差分(FDTD)相比,FEM解细线结构需要的单元比较少,所以耗费的计算资源也少。实验证明,同MOM相比,用FEM解含有细线结构的复合材料样板,在预测谐振频率上具有较高的精度和效率[5]。

本研究的主要目的是采用FEM计算在X波段具有高反射、S波段具有高透射的带阻型的频率选通材料的透射和反射率,并通过数值计算来研究设计参数(如纤维的电导率、基体的介电损耗和纤维阵列的排布方式等)对传输、反射率及能量损耗的影响,并与自由空间的测量结果比较,以达到优化材料性能的目的。

·951·微波低通高阻频率选择复合材料的设计研究/刘 列等1 

数值计算

图1给出了两种导电纤维阵列(FSS1和FSS2),其中Dx=9mm,Dy=9mm,L=8mm

。数值计算采用商业有限元

软件HFSS(version 12)。四面体单元用于剖分复合材料板,前后表面用完美匹配层(PML)及空气层(大约1/4波长)隔离。计算采用适应性剖分法并规定一定的收敛条件(在一定区域内2次计算的差异小于设定值)。数值计算只考虑包含图1中的单元结构的单元细胞,属于无限单元模型。图2为FSS1的数值计算模型。根据入射电场方向的不同,定义了平行极化和水平极化,也即电场平行或垂直于入射平面。由于几何上的周期性,细胞壁上加载周期性边界条件(PBC)。由图2可见,PBC平行于XZ和XY面,传输率和反射率及能量损耗可以通过Sin和Sout上平均的传输的电场或磁场的强度和入射场的强度的比值计算得到[4,8]。

T=

∫SoutMag(珝ET)ds∫SinMag(珝Einc)dsor∫Sout

Mag(珬HT)ds

∫Sin

Mag(珬Hinc)ds

R=

∫SoutMag(珝ET)ds∫SinMag(珝Einc)dsor∫Sout

Mag(珬HS)ds

∫Sin

Mag(珬Hinc)ds

A=1-T2-R2(1)式中:T、R和A分别为传输系数、反射系数和能量损耗率,Einc、ET、ES分别为入射场、传输场和散射场的电场强度,Hinc、HT、HS分别为入射场、传输场和散射场的磁场强度,Sin、Sout分别为入射波进入和离开单元细胞的表面,Mag

为复

变量的幅度。

图1 FSS1(a)和FSS2(b)的示意图Fig.1 The schematic map of FSS1(a)and FSS2(b)

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制备与测量

纤维阵列电路板采用标准的蚀刻技术在卡普顿电路板上制备。为了减小涡电流,纤维的宽度要尽可能小,取为(80±8)μm;铜纤维厚度为17.5μm,附着在一块40μm厚的

卡普顿电路板上;每片阵列的上下各有4层凯夫拉预浸料(介电参数,ε=3.5-j0.05);样板尺寸为424mm×424mm。所有的样板用真空袋法在温度175℃、压力0.7MPa下固化1h,材料固化后的总厚度是1.7mm。这个厚度大于参考文献

中提到的使谐振频率保持恒定值的临界厚度[3,5]。凯夫拉板的介电常数用自由空间法在2~18GHz从不含纤维的基材样板测得。虚部0.05是测量得到的平均值,将作为实际结构的模拟计算的输入参量。

图2 无限阵列的FEM模型Fig.2 FEM model of infinite array

测量系统包含2个宽带喇叭天线。样品放在2个天线中间,到2个天线的距离都是1m。样品被固定在1个木制弓形框上,用聚苯乙烯板支撑。采用安捷伦8720网络分析仪测量样品;采用反应法和隔离法校准系统。误差校准可以通过2步法完成:测量有和没有金属平板的系统传输参数和反射参数。时域门用于去除样品和天线之间的多次反射。2

个天线可以夹持在弓形框的任意位置上,所以系统也可以用于斜入射和反射的测量。基于现有的测量系统和校准方法,发现当入射角大于60°时,T和R测量结果有可能大于1,这是不符合物理规律的。因此,在进行斜入射测量时,把60°作为入射角极限。

3 

结果与讨论

图3为FSS1的T和R的测量和计算结果。计算模型里介质基材分别取为无损(ε″=0)或有损的(ε″=0.05)。从图3中可见,采用有损基材得到的计算结果与测量结果吻合得更好。采用有耗基材计算得到的传输系数的峰值是-24dB,接近测量值-21dB,而用无耗基材计算得到的结果

是-37dB。因此,数值模拟中通常采用的忽略损耗的方法是不准确的,尤其是在采用介电损耗较大的基板材料时将带来较大的误差。图4为计算得到的垂直斜入射下的T和R

(θinc=30°,

θinc=60°,φinc=90°)。T和R在θinc=30°

时与测量结果一致性

很好。在14~18GHz之间计算与测量的差异可以认为由测量误差引起。出现在17.86GHz(θinc=60°)的吸收峰可以用文献[3]中的光栅副瓣解释。根据文献[3]中公式计算得到的光栅副瓣频率在17GHz,很接近于测量值。由于计算采用无限单元模型,光栅副瓣很难通过计算准确预测。图5为FSS1平行斜入射下的T和R

(θinc=30°,

θinc=

60°,φinc=0°)。对于斜入射情况(θinc=30°),计算得到的T和

R与测量结果一致性很好。对于θinc=60°,T和R在10GHz

附近和14~18GHz之间计算和测量值的差异也可能是自由空间的测量误差引起的。斜入射下有限单元阵列的边缘效应会比垂直入射大。解决方案包括采用更大尺寸样板或在

·061·材料导报 2012年11月第26卷专辑

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