PFC的CCM控制策略
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无桥PFC电路说明
无桥P F C电路说明文稿归稿存档编号：[KKUY-KKIO69-OTM243-OLUI129-G00I-FDQS58-氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。
具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选项打开了大门。
连续传导模式 (CCM)图腾柱PFC就是一个得益于GaN优点的拓扑。
与通常使用的双升压无桥PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95%以上。
本文分析了AC交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出了相应的解决方案。
一个750W图腾柱PFC原型机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。
关键字—GaN；PFC；图腾柱；数字控制I.?简介当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千英里之外的数据中心。
承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。
世界信息通信技术 (ICT) 生态系统的总体功耗正在接近全球发电量的10% [1]。
单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司的数据中心，耗电量即达到40MW。
另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。
随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。
现在比以前任何时候都需要对效率进行空前的改进与提升。
几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。
AC输入首先被整流，然后被升压至一个预稳压电平。
下游的DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系统的电源，以及存储器和处理器的内核电压。
随着MOSFET技术的兴起和发展，电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。
自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2] 将针对AC/DC整流器的效率等级从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。
PFC电路原理与分析
引言追求高品质的电力供需，一直是全球各国所想要达到的目标，然而，大量的兴建电厂，并非解决问题的唯一途径，一方面提高电力供给的能量，一方面提高电气产品的功率因数（Power factor）或效率，才能有效解决问题。
有很多电气产品，因其内部阻抗的特性，使得其功率因数非常低，为提高电气产品的功率因数，必须在电源输入端加装功率因数修正电路（Power factor correction circuit），但是加装电路势必增加制造成本，这些费用到最后一定会转嫁给消费者，因此厂商在节省成本的考量之下，通常会以低价为重而不愿意让客户多花这些环保金，大多数的消费者，也因为不了解功率因数修正电路的重要性，只以为兴建电厂才是解决电力不足问题的唯一方案，这是大多数发展中国家电力供应的一大问题所在。
功率因数的意义电力公司经由输配电系统送至用户端的电力（市电）是电压100-110V/60Hz或200-240V/50Hz的交流电，而电气产品的负载阻抗有三种状况，包括电阻性、电容性、和电感性等，其中只有电阻性负载会消耗功率而产生光或热等能源转换，而容性或感性负载只会储存能量，并不会造成能量的消耗。
在纯阻性负载状况下，其电压和电流是同相位的，而在电容性负载下，电流的相位是超前电压的，在电感性负载下电压又是超前电流相位的。
这超前或滞后的相位角度直接影响了负载对能量的消耗和储存状况，因此定义了实功功率的计算公式：Ｐ＝ＶＩＣｏｓθθ为V和I和夹角，Cosθ的值介于0-1之间，此值直接影响了电流对负载作实功的状况，称之为功率因数（Power Factor，简称PF）。
为了满足消费者的需要，电力公司必须提供S=VI的功率，而消费者实际上只使用了P的功率值，有一部分能量做了虚功，消耗在无功功率上。
PF值越大，则消耗的无功功率越小，电力公司需要提供的S值也越小，将可以少建很多电厂。
功率因数修正器的结构功率因数修正器的主要作用是让电压与电流的相位相同且使负载近似于电阻性，因此在电路设计上有很多种方法。
先进的PFC PWM组合控制UCC28510
先进的PFC PWM组合控制器UCC28510系列及其应用电路设计1 引言德州仪器（TI）公司新推出的UCC28510系列PFC/PWM组合控制器，含有8个型号（从UCC28510到UCC28517）。
这些控制器PFC级和PWM级栅极驱动源电流和阱电流，由先前同类器件的0.3～1.5A分别增加到2A和3A，从而使离线式开关电源（SMPS）的功率提高到300W以上。
该功率等级属于业界真正要求的严格限制谐波含量的SMPS功率范畴。
由于UCC28510系列PFC/PWM组合控制器在设计上有许多创新，在通用AC线路输入（85～265V）和负载范围内，电流谐波含量完全符合ICE1000-3-2标准要求，线路功率因数非常接近于1。
同时，PFC升压变换器输出纹波电流明显减小，系统瞬态响应得到提高。
与先前的PFC/PWM组合控制器比较，采用该系列控制器可使SMPS系统电路进一步简化，从而有助于降低系统成本，节省空间，提高系统功率密度和可靠性。
2 主要特点UCC28510系列控制器具有以下几方面的特点。
1）采用20引脚PDIP或20引脚SOICW封装（功率耗散分别为1W和0.7W），工作结温范围为－50℃～150℃。
2）将连续传导模式（CCM）平均电流型控制PFC控制器和峰值电流模式PWM 级电路集成在同一芯片上，设计新颖，结构紧凑，如图1所示。
3）PFC控制器中的三输入高度线性化的乘法器和跨导（gm）电压误差放大器大大地提高了电路的瞬变响应。
4）PWM控制器最大占空比可编程设定，并且开关频率f PWM可以与f PFC相同，也可以选择f PWM=2f PFC，具体如表1所列。
5）为了减小PFC升压预调节器输出电容器上的纹波电流，PFC和PWM级分别采用前沿调制和后沿调制。
图2示出了UCC28510系列脉冲前沿/后沿调制（LEM/TEM）控制器与传统后沿/后沿调制（ TEM/TEM）PFC与PWM组合控制器在能量贮存电容器（C ES）上的电流（i ES）对比。
PFC电路与BOOST电路设计实例解析
f (mmin )
sin 2 t dt
0
1
1
sint
mm in
13
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——DCM
要保证电感电流断续，必须满足d1+d2<1 随着mmin=Vo/Vin的增加，d1+d2先减小后增大 因此在输入电压较小与较大时均会使电感电流趋
于连续
通常在断续模式下的电感量设计中按最低输入电 压时确参数。
（4）单周控制：能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，有反应 快、开关频率恒定、鲁棒性强、易于实现、抗电源干扰、控制电路简 单等优点。
36
上节内容回顾
谐波污染的治理主要途径： 无源电力滤波器（PPF）
BOOST电路
功率因素校正（PFC） 基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法 PFC典型芯片UC3854介绍 基于Boost电路的PFC变换器设计实例
1
功率因素校正-谐波的危害
Ii
a
直
Vi
流 变 换
负 载
器
b
2
功率因素校正-谐波的危害
传统的AC-DC变换器和开关电源，其输入 电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端 直接接到大电容滤波器。
DCM
输入电流自动跟踪输入电压，控制简单，仅需一个电压环， 成本低，电感量小，主管ZCS，续流管无反向恢复问题 ,定频工 作，适合小功率用电设备 。
BCM
输入电流自动跟踪输入电压，电感量小，一般采用变频控制， 在固定功率开关管开启时间的条件下，调整开关管的关断时间， 使电感始终处于临界导电模式，可获得单位功率因数，但是滤 波器设计困难，适用于中小功率场合。
ui
其中，di ima，x 因此 dt Ton
PFC直流电压控制性能提升的非线性控制策略
电气传动2022年第52卷第7期摘要：在功率因数校正器（PFC ）中使用快速电压控制时，直流侧纹波会引起并网电流谐波。
针对这个问题，提出了一种在功率因数校正器中可减少快速电压闭环谐波含量的新型直流电压非线性PI 控制策略。
新控制策略基于Takagi -Sugeno 型非线性模糊模型结合PI 调节器实现，其优势在于既可以在系统稳态工作期间保持低谐波含量，又可在从负载动态中快速恢复。
利用3kW 单相PFC 样机测试平台开展了新方案和传统线性PI 控制方案的对比实验，测试结果表明，新型非线性PI 控制器在稍微提高算法复杂度的基础上即可大量降低电流谐波，并具有较快的动态响应。
关键词：功率因数校正器；模糊模型；非线性控制；直流电压控制中图分类号：TM46文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd22555Nonlinear Control Strategy for Improving DC Voltage Control Performance of PFC SystemYIN Aihui ，REN Ang ，WU Xiaowen ，HOU Jianfeng ，FAN Yulin（Jinan Power Company ，State Grid Shandong Electric Power Company ，Jinan 250002，Shangdong ，China ）Abstract:When fast voltage control is used in a power factor corrector （PFC ），ripples on the DC side can cause grid current harmonics.To solve this problem ，a novel DC voltage nonlinear PI control strategy was proposed ，which could reduce the harmonic content of fast voltage closed-loop in power factor corrector.Based on the Takagi-Sugeno nonlinear Fuzzy model combined with the PI regulator ，the new control strategy was built.The advantage of the new control strategy is that it can not only maintain low harmonic content during the steady-state operation of the system ，but also recover quickly from the load transient.The comparative experiments were carried out between the new scheme and the traditional linear PI control scheme by the 3kW single-phase PFC test platform.The test results show that the new nonlinear PI controller can greatly reduce the current harmonics and have the fast dynamic response on the basis of slightly increasing the algorithm complexity.Key words:power factor corrector （PFC ）；Fuzzy model ；nonlinear control ；direct current voltage control基金项目：国家电网基金项目（SGSDJN00FZJS1700429）作者简介：尹爱辉（1974—），女，本科，高级工程师，Email ：******************PFC 直流电压控制性能提升的非线性控制策略尹爱辉，任昂，武晓文，侯建峰，范玉林（国网山东省电力公司济南供电公司，山东济南250002）在交流系统中，功率因数低将导致线路电能利用率低，同时非线性负载带来的谐波电流会降低供电品质，易影响到其他负载设备的正常供电。
PFC应用-临界导电模式有源PFC的设计
PFC应用:临界导电模式有源PFC的设计APFC技术按照电感电流是否连续，可分为断续导电模式(DCM)、连续导电模式(CCM)和介于两者之间的临界导电模式(CRM)。
CCM模式适合于较大功率输出，控制较复杂，且存在二极管反向恢复的问题。
DCM模式的输入电流和输出电压的纹波比较大，因而开关损耗比较大，同时对负载有一定的影响。
CRM模式既没有断续导电模式那么大的器件应力，也不存在连续导电模式所具有的二极管反向恢复问题，且输入平均电流与输入电压成线性关系。
在中小功率(300 W以下)场合，采用临界导电模式的功率因数校正具有比较大的优势。
文中推出的APFC系统采用美国摩托罗拉公司生产的MC33262专用集成控制芯片，并使其工作于临界导电模式(CRM)。
1 基于MC33262的APFC原理简介用于实现APFC变换器的拓扑电路有Boost变换器、反激变换器和Boost-Buck变换器等，但由于Boost电路具有：有输入电感，可减小对输入滤波的要求；开关器件的电压不超过输出电压值；容易驱动等特殊优点，因此其应用最为广泛，这里的设计主要基于Boost变换器。
目前，用于实现临界导电模式的控制芯片有很多，由MC33262构成的采用Boost变换器的APFC 电路。
MC33262原理框图。
在图1中，5脚是零电流检测输入端，接在变压器二次侧，因而检测到的是电感电流，即外电源流入负载的电流。
当电感电流为零时，ZCD的输出翻转，将内部的RS触发器置“1”，7脚输出高电平，使Q1导通。
外电源通过桥式整流，使变压器一次侧和Q1导通，电流流过变压器一次侧，将电能储存于电感中。
当电感电流增大到一定值时，Q1又关断，这也是通过RS触发器进行控制的。
1脚接PFC输出电压的分压，该电压经EMP放大后，与由3脚输入的电压分压值在MULT中相乘，MULT的输出与由4脚输入的Q1的电流比较。
当输入Q1的电流值大于MULT输出的电流值时，OIC输出电平翻转，将RS触发器置“0”，该电平由7脚输出，关断Q1。
无桥PFC电路说明
氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。
具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选项打开了大门。
连续传导模式（CCM）图腾柱PFC就是一个得益于GaN优点的拓扑.与通常使用的双升压无桥PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体开关和升压电感器的数量减半,同时又能将峰值效率推升到95％以上。
本文分析了AC 交叉区域内出现电流尖峰的根本原因,并给出了相应的解决方案。
一个750W图腾柱PFC原型机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。
关键字-GaN；PFC；图腾柱；数字控制I. 简介当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络,并且连接到数千英里之外的数据中心。
承载通信数据时的功耗是不可见的,而又大大超过了人们的想象。
世界信息通信技术（ICT）生态系统的总体功耗正在接近全球发电量的10% ［1]。
单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司的数据中心，耗电量即达到40MW。
另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。
随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。
现在比以前任何时候都需要对效率进行空前的改进与提升.几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。
AC输入首先被整流,然后被升压至一个预稳压电平。
下游的DC/DC 转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系统的电源，以及存储器和处理器的内核电压。
随着MOSFET技术的兴起和发展,电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。
自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2］将针对AC/DC整流器的效率等级从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级.然而,由于MOSFET的性能限制,以及与钛金级效率要求有关的重大设计挑战,效率的改进与提升正在变慢。
PFC电路与BOOST电路设计实例
• 以后由定频时钟再次开通开关，如此进行周期性变化
• 电感电流的峰值包络线跟踪整流电压Vdc的波形，使输入电流与输入电压同
相位，并接近正弦波
21
PFC控制方法——CCM-Average Current Control
2. 平均电流控制
平均电流控制的原理框图入下
23
PFC控制方法——CCM-Average Current Control
ui
其中，di ima，x 因此 dt To如果输入周期内各开关周期的占空比近 似不变时，电感电流的峰值与输入电压 成正比。因此，输入电流波形自然跟随 输入电压波形，电路不需要电流控制环 即可实现PFC功能。
12
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——DCM
当电感电流达基准下限值时，开关管导通，电感电 流上升，当电感电流达基准上限值时，开关管关断， 电感电流下降
电流滞环宽度决定了电流纹波大小.开关频率由环宽
决定（变频）
i
imax
iL
imin
Ug
t
27
PFC控制方法——CCM-Hysteretic Current Control
优点
电流环带宽高 具有很强且具有很强的鲁棒性和快速动态响应能力 电流跟踪误差小 硬件实现容易。
P视在
Vrms I rms
I rms
功率因数校正的任务
正弦化，使电流失真因数 1 同相位，使相移因数 cos＝1
4
功率因素校正（PFC）
功率因素校正PFC是十几年电源技术进步的重大领域，它 的基本原理是：
是电源输入电流实现正弦波，正弦化就是要使其谐波为
零，电流失真因数 1
保证电流相位与输入电压保持同相位，两波形同相位，
单级反激PFC设计
单级反激PFC设计的几个问题 CMG单级反激PFC的控制方式1. DCM方式 任何PWM控制IC都可以做---简单，但效率稍低2. CRM方式 使用CRM方式PFC的控制器，简单修改反馈部分就可以实现，但传 导干扰低频段高一些，效率高于DCM方式3. CCM方式 和CRM使用相同MOSFET时具有最高效率，传导高频段或辐射EMI 高一些4. 使用初级反馈可以省掉次级采样和控制的损耗，提高效率单级反激PFC的优点---效率高• 单级PFC效率高95% efficient89%85% Total Efefifcficieiennct y30 W converter example单级PFC的优点---体积小/成本低LinkSwitch-PHPFC CC: PFC30 W 变换器的例子单级PFC的缺点---抗雷击能力差单级PFC的缺点---启动时间长0.5单级PFC的缺点---输出电流纹波大Io=450mA Vin:230Vac Io: full load (LED Lamp Load) Ch1: 输出电压20V/div Ch2: 输入电压200V/div Ch4: 输出电流 50mA/div车库、超市等应用 监控画面会闪烁单级PFC的缺点---开机输出电流过冲单级PFC的缺点---输出短路不保护短路后不打 嗝，输入功 率很大解决方案提高抗雷击/浪涌能力LC谐振可达2倍输入峰值提高抗雷击/浪涌能力加入RCD吸收 降低到275VAC 必要时在C3两端再增 加一级430VDC压敏降低启动时间J4F2VZ2NTC2 J3R741M CX4LF3R75 1ML4 R502K7 4CX3 R51 2K7L3123 C10R61MR601MR54T1B1Q8 MOSFET ND41N4148R55 D1310RC2847uFR772K Q6R57 R564K7 30R ZD2R76 47KZD322V U6C271uFVDD OUT VSS IDETINV E_O MULCSST6562减低输出电流纹波1. 电流纹波对LED温度、色温、效率没有影响 2. 能源之星接受120Hz纹波（美国市电频率为60Hz） 3. 减小纹波的方法：增加输出电容容量 增加二级滤波电路 注入3次谐波电流纹波对LED温度没有影响Source OSRAM LLFY – Texas Instruments 2010电流纹波对LED色温没有影响Source OSRAM LLFY – Texas Instruments 2010有源滤波降低电流纹波• 有源纹波电流滤波(ARF) – 纹波电流减小到<8% – 效率降低 4 - 5%Input Voltage (VAC)90 115 132 185 230 265Output Peak-to-Peak RippleCurrent (mA)Output Peak-to-Average Current Ratio (%)no ARF 348 345 341 342 331with ARF 41 39 38 49 47no ARF 58.24 54.73 53.04 55.14 53.64with ARF 6.74 6.13 5.87 7.85 7.543264653.40 7.49Output Peak Current(mA)no ARF with ARF 480.2 325.5 492.3 337.6 496.6 343.2 484.6 337.3 478.1 335.3 471.9 330.8RMS Output Current(mA)no ARF 322.14 337.25 342.78 332.09 329.13with ARF 304.59 318.42 323.74 312.39 311.56325.37308.13Efficiency (%)no ARF with ARF 88.31 83.59 88.95 84.24 89.13 84.49 89.11 84.38 88.58 83.96 87.97 83.44有源滤波降低电流纹波消除开机输出 电流过冲第一个实验控制部分直接 由输出供电无过冲CH1：6脚 CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚初次上电无 过冲无过冲CH1：6脚 CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚重新上电瞬 间只要运放 输出小于正 常工作时电 压便无过冲有过冲CH1：6脚 CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚重新上电瞬 间运放输出 大于正常工 作电压便有 过冲有过冲CH1：6脚 CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚断电瞬间运 放还有供电 ，5脚电压 大于6脚，7 脚为高电平第二个实验控制部分单独 供电，并且供 电电容小无过冲CH1：6脚 CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚初次上电无 过冲无过冲CH1：6脚 CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚断电瞬间供 电绕组电压 很快降低， 重新上电跟 初次上电几 乎一样同时观测次级Vcc电压无过冲CH1：+12V CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚断电后上电 瞬间供电绕 组电压始终 大于7脚电 压有过冲CH1：+12V CH2：5脚 CH3：Iout CH4：7脚断电后上电 瞬间供电绕 组电压小于 7脚电压次级短路Vbias Vc正常开机CH1：VbiasCH2：VcCH4：Vcc短路开机和开机后短路CH1：VbiasCH2：VcCH4：Vcc 短路后不打嗝，输入功率很大改进方法1N4007VbiasVc47uF短路开机和开机后短路CH2：Vbias短路后打嗝PI集成方案可以解决以上所有问题PI 的高效率设计4.5W 35V/130mA A17非隔离设计15W设计30V/0.5A15 W，无电解，>91% 效率LinkSwitch™-PH (DER-284)15W设计30V/0.5A15W 84V/0.18A 非隔离设计15W 84V/0.18A 非隔离设计30W设计30V/1A30 W, 91% 效率设计LinkSwitch™-PH ( DER-286)30W设计30V/1A75W设计36V/2.1A高压输入75 W, >91% 效率LinkSwitch™-PH(RDR-290)75W设计36V/2.1A。
IVCC1102图腾柱PFC控制器应用手册说明书
IVCC1102 应用手册AN-0003IVCC1102是一款高速、精确和紧凑的图腾柱PFC控制器。
它有SOIC-16引脚封装和QFN 4x4 20L引脚封装两种封装形式，也是工业界首款全功能连续导通模式（CCM）控制的图腾柱PFC 模拟控制器。
它在多个方面解决了目前图腾柱PFC的控制难点。
带交流整流同步管的图腾柱PFC实质上是一个双向变换器。
当输入电压瞬间下掉时，如果不能及时关闭开关器件，会导致母线电解电容能量倒灌回输入侧，从而产生很大的倒灌电流。
该电流不仅使PFC消耗掉系统掉电保持时间（hold-up time）所需的能量，极端情况下还可能损坏开关管。
IVCC1102检测输入电压，采用自主专利中的固定前馈比控制技术，占空比可以快速响应输入电压的变化，再配合快速可靠的过零点逻辑，完美地解决了这一控制难点。
也使得IVCC1102能够很好地适用于高频AC输入频率，如400Hz航空电源的应用。
IVCC1102 采用了自主专利中的过零点控制技术，缩短了过零死区的时间，同时提高了过零区软启的开关频率，从而能够减小慢管换流时产生的电流尖峰，使交流电流可以平滑过零。
同时IVCC1102 釆用了自主专利中的混合控制技术，在稳态运行时，仅在AC过零点时对输出电压釆样，从而消除输出电压二次谐波对环路的影响，减小THD；而在动态时，IVCC1102会对输出电压的反馈信号进行实时采样，并引入非线性控制，来加快电压环的响应以减小输出电压的波动。
这两种采样方式的有效结合，大大提升了电路的静动态运行效果。
抗雷击是图腾柱PFC的另一控制难点。
由于雷击波电压上升速度快，并随机地同相或反相地叠加到AC电压上，检测电路和控制器必须快速检测出输入电压的极性并做相应的出控制调整，否则容易损坏电路。
IVCC1102 采用快速的模拟检测电路和固化的控制逻辑，能稳定而有效地应对这种特殊场景，减小或消除雷电波对开关管的冲击。
以上特性使得IVCC1102能很好的帮助用户解决其设计难点，缩短开发时间，降低开发成本。
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PFC的CCM控制策略
PFC的控制策略按照输入电感电流是否连续,分为电流断续模式(DCM)和电流连续模式(CCM),以及介于两者之间的临界DCM(BCM)。
有的电路还根据负载功率的大小,使得变换器在DCM和CCM之间转换,称为混连模式(Mixed Conduclion Mode一一MCM)。
而CCM根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈量,又可分为直接电流控制和间接电流控制。
直接电流控制检测整流器的输入电流作为反馈和被控量,具有系统动态响应快、限流容易、电流控制精度高等优点。
本文总结了PFC技术的直接电流控制策略,对比分析了几种典型控制策略的优缺点,指出了这些控制技术的发展趋势。
直接电流控制有峰值电流控制、滞环电流控制、平均电流控制,预测电流控制、无差拍控制、单周控制、状态反馈控制、滑模变结构控制、模糊控制等方式。
1 各种直接电流控制策略1.1 峰值电流控制峰值电流控制的输入电流波形如图1所示,开关管在恒定的时钟周期导通,当输入电流上升到基准电流时,开关管关断。
采样电流来自开关电流或电感电流。
峰值电流控制的优点是实现容易,但其缺点较多：
1)电流峰值和平均值之间存在误差,无法满足THD很小的要求;
2)电流峰值对噪声敏感;
3)占空比0.5时系统产生次谐波振荡;
4)需要在比较器输入端加斜坡补偿器。
故在PFC中,这种控制方法趋于被淘汰。
1.2 滞环电流控制滞环电流控制的输入电流波形如图2所示,开关导通时电感电流上升,上升到上限阈值时,滞环比较器输出低电平,开关管关断,电感电流下降;下降到下限阈值时,滞环比较器输出高电平,开关管导通,电感电流上升,如此周而复始地工作,其中取样电流来自电感电流。
滞环电流控制是一种简单的Bang-hang控制,它将电流控制与PWM调制合为一体。
结构简。