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基于离散自适应滑模控制的DC-DC变换器的设计与仿真

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基于离散自适应滑模控制的DC-DC变换器的设计与仿真 徐恒通;王卫国 【摘 要】Aiming at the single-ended forward circuit,this paper presents a control method and simulation method of DC-DC converter under discrete time system. The control part adopts the discrete adaptive sliding mode control algorithm.By analyzing the state equation of the circuit,the control matrix of the adaptive sliding mode control algorithm is obtained,which should apply to the discrete adaptive sliding mode control algorithm. On the basis of theoretical analysis,due to the particularity of digital control switching power supply,Simulink –Saber co-simulation are used to simulate the circuit and adjust the parameters of the control part to fully verify the performance of the discrete adaptive sliding mode controller. The experimental results show that the discrete adaptive control has fast transient response characteristics and good robustness when the system parameters change.%针对单端正激电路,本文提出了一种离散时间系统下的DC-DC转换器的控制方式以及仿真方法.控制部分采用离散自适应滑模控制算法,通过分析电路的状态方程得到自适应滑模控制算法所需的各个控制矩阵,应用这些矩阵配置离散自适应滑模控制算法.在理论分析的基础上,由于数字控制开关电源的特殊性,通过Matlab-Simulink与Synopsys-Saber来对电路对该电路进行联合仿真并对控制部分的参数进行调整,充分验证离散自适应滑模控制器的控制性能.实验结果表明,当系统参数变化时,离散自适应控制具有快速的瞬态响应特性和良好的鲁棒性.

【期刊名称】《电子设计工程》 【年(卷),期】2018(026)005 【总页数】5页(P189-193) 【关键词】离散时间系统;自适应滑模控制;单端正激电路;Saber-Simulink联合仿真;鲁棒性

【作 者】徐恒通;王卫国 【作者单位】兰州空间技术物理研究所 甘肃兰州730000;兰州空间技术物理研究所 甘肃兰州730000

【正文语种】中 文 【中图分类】TN86

开关电源是一种时变的非线性系统，传统的PID控制器是一种针对精确电路模型的线性控制器，而开关电源往往与其理想模型有差异，当电路参数或外界条件非设计范围时，控制效果不佳甚至不稳定。非线性控制理论中，变结构控制（Variable Structure Control，VSC）是一种根据现在的状态，使系统按照预定的滑动模态的状态轨迹运动，所以又称为变结构控制为滑动模态控制（Sliding Mode Control，SMC），即滑模控制。滑模变结构控制具有稳定范围宽、动态响应快、鲁棒性强、控制实现简单等优点，是所有用于DC-DC变换器的控制策略中鲁棒性最强的控制策略之一。滑模控制技术是设计具有鲁棒性的控制系统的一种有效控制策略，变结构系统的滑模控制具有极高稳定度和快速暂态响应速度[1-4]。数字DC-DC作为离散时间系统，受到控制器所采用的离散趋近律的参数以及采样周期的影响，系统会出现很大的振抖。离散滑模控制应用于双向DC-DC以及反激等拓扑中[5-6]。自适应滑模控制的设计无需不确定性以及外加干扰的上下界，并且能够有效的避免系统的振抖。除此之外，滑模控制对于PWM控制仍然存在一些问题[7]。近年来，滑模控制已经越来越多的应用到开关电源领域中[8-12]，但是以单纯的Si-mulink对电路进行仿真，只能对相关电路参数进行粗略的配置。 单端正激电路具有电路拓扑结构简单、元减少、工作可靠性高等优点被广泛应用于中小功率的场合[13]。本文设计了一种基于离散滑模自适应控制的单端正激电路，由于数字控制开关电源的难以应用传统方式进行仿真，本文中采用simulink-saber联合仿真对该电路进行仿真以便于对控制部分的参数进行调整，并最终进行了实物验证。 1 离散滑模控制器的结构与原理 理论上，滑模变结构控制主要是针对连续系统，对于离散系统滑模变结构控制不能产生理想的滑动模态只能产生两种准滑动模态。离散滑模切换带[1]：

其中，两种准滑动模态包括有限步到达切换面，然后在其上运动的理想准滑动模态以及在一个定义的切换带内步步穿越切换面的非理想准滑动模态。 设离散的单端正激电路的状态方程为

其中J=[jn…j1],j1=1。 选取自适应离散趋近律：

其中，系统的收敛速度取决于q；与连续滑模控制相应的当s接近于0时，趋近速度为而不是0，可以保证时减少振抖；T为系统的采样周期。当增大qT，同时减小时，可以快速趋近的同时又能减小振抖。 联立式（1）～（4）可得到离散系统的控制律： 2 离散滑模控制器的设计 2.1 离散滑模面的设计 单端正激电路在一个完整周期内的状态方程为[14]：

其中：是变压器二次端的输出电压，Vss是电源的输入电压；iL为瞬时的电感电流；C,L为单端正激变换器的电容和电感；VD是二极管的压降；u为系统的控制向量，表示开关状态，在整个周期内的平均值可以看作占空比。 选择式（6）中两个状态变量作为线性组合滑模面：

其中，Vref为是电源输出的参考电压，iref是瞬时电感电流的参考电流，iref=k(Vvref-bVO)。 对两个状态变量对时间求导，可以得到形如，

分解两个状态变量对系统对上式进行离散化，得到形如式（2）状态方程。 A=TO+I，B=TP ，D=TQ 其中，I是n阶单位矩阵。 将上述方程代入式（5）可以得到单端正激电路的控制方程ueq。 2.2 离散滑模控制的参数设计方法 对于确定的DC-DC模块，其具有确定的输出参数，诸如功率P（W），输出电压范围Vo（V）。假设电源电压的稳定范围为(Vo-Δv)～(Vo+Δv)，最大输出功率PMAX，通过对输出电压范围的分析可以得到一个输出电流的范围以及负载范围。如图1所示，该图为DC-DC模块的输出伏安特性曲线。 由式（3）可知 显然，S平面是一个通过额定负载点的直线。令S(k)=0可以得到 该式为S=0平面的表达式，是IL-Vo平面上的一条直线。如图1所示，图中作出该线，使其通过电源的最大功率输出点，以及额定输出点（Vref，Ios)，并求出解析式：

将式（9）与式（10）进行对照，可以比较出λ、k、b的取值范围及公式。并且参考输出电压的范围与占空比的关系可以得到λ、k、b的取值。 3 电路的仿真 3.1 环境的搭建 Saber模拟及混合信号仿真软件是美国Synopsys公司的一款EDA软件[15]。它不仅适合于元件级仿真，也适合于系统级仿真。但是其并不能够很方便的对数字控制系统进行仿真。Simulink具有强大的控制系统仿真能力，本文结合Simulink在控制方面的优势以及Saber在电路细节上的优势对电路以及控制部分联合仿真。 图1 DC-DC输出特性与S平面 表1 电路技术参数Vin 参数数值VoPmaxFLC 70 V 100 V 180 kHz 5 V 12 μH 10 μF 如图2所示，根据表1所示的电路技术参数，对电路进行设计并在saber中搭建出相应的电路。单端正激电路通过谐振复位变压器进行复位，谐振复位所需的元件少、励磁能量循环利用等优点，非常适合在高频单端正激中使用[16]。该电路中加入Voltage to var模块、Var to voltage模块和Simulink co-sim模块。 图2 saber中电路图 如图3所示，在Simulink中搭建出电路的控制部分。控制部分中需要调用联通模块Saber-Cosim模块来与Saber进行通信。控制部分包含滑模控制部分以及PWM产生部分。滑模控制部分通过编写S函数来对算法进行实现，由其产生一个占空比信号对调制PWM波形的宽度。PWM产生部分对滑模控制部分得到的控制字与一个斜坡信号进行对比，经过处理后输出为一个驱动MOSFET的PWM信号。控制部分输出的信号是一个[0，1 024]范围内的控制码。 图3 Simulink中控制部分结构 3.2 仿真结果 控制部分的采样周期为周期为5.56 μs，进而对相关参数进行配置。本设计中按照电压的最大偏差不超过50 mV为例来实现电路功能。λ、k、b分别取-70.7、-4.5、1.444，按照所设计的参数对电路结构进行仿真。 图4 稳态下输出电流与电压 图5 稳态下PWM码与S值 在额载情况下加电时，电压建立时间为17.792 μs。如图4所示，输出电压与输出电流波形分别稳定于5 V与10 A。如图5所示，PWM控制码为368，S值稳定于0，系统达到稳定状态。 图6 负载变化时输出电流与电压 图7 负载变化时PWM码与S值 如图6所示，在215 μs时，电阻从额载0.5突变至最小值0.38，电路耗时55.7 μs重新建立平衡稳定于4.95 V。在555 μs时，电阻从最小值0.38突变至最大值0.7，电路耗时101.1 μs重新建立平衡稳定于5.1 V。在700 μs时，电阻从最大值0.7突变至额载0.5，电路耗时66.49 μs重新建立平衡稳定于5.0 V。可以从之前的仿真中可以看出滑模控制具有很好的鲁棒性。 4 应用实践 构建了基于FPGA[17-18]的离散自适应滑模控制的单端正激DC-DC实验平台，

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双向DCDC变换器的研究

双向DCDC变换器的研究

双向DCDC变换器的研究一、本文概述随着能源科技的不断进步和可再生能源的日益普及，电力电子技术在能源转换和管理中发挥着越来越重要的作用。

双向DC-DC变换器作为一种重要的电力电子设备，具有在宽范围内调节电压、实现能量的双向流动以及高效率的能量转换等特点，因此在电动汽车、储能系统、微电网等领域具有广泛的应用前景。

本文旨在对双向DC-DC变换器进行深入研究，分析其工作原理、拓扑结构、控制策略以及优化方法，以期为该领域的发展提供理论支持和实践指导。

本文将介绍双向DC-DC变换器的基本概念和分类，阐述其在不同应用场景中的重要作用。

接着，将重点分析几种典型的双向DC-DC变换器拓扑结构，包括其工作原理、性能特点以及适用场景。

在此基础上，本文将探讨双向DC-DC变换器的控制策略，包括传统的控制方法和现代的控制算法，分析各自的优缺点，并提出改进和优化方法。

本文还将关注双向DC-DC变换器的效率优化问题，研究如何通过降低损耗、提高转换效率来实现更高效的能量转换。

还将探讨双向DC-DC 变换器在实际应用中面临的挑战和问题，如电磁干扰、热管理、可靠性等，并提出相应的解决方案。

本文将总结双向DC-DC变换器的研究现状和发展趋势，展望未来的研究方向和应用前景。

通过本文的研究，期望能够为双向DC-DC变换器的设计、优化和应用提供有益的参考和启示。

二、双向DCDC变换器的基本原理与结构双向DC-DC变换器，又称为双向直流转换器或可逆DC-DC变换器，是一种特殊的电力电子装置，它能够在两个方向上进行电压和电流的转换。

这种转换器不仅可以像传统的DC-DC变换器那样将一个直流电压转换为另一个直流电压，而且还可以在两个方向上进行这种转换，即既可以实现升压也可以实现降压。

双向DC-DC变换器的基本原理基于电力电子转换技术，主要利用开关管和相应的控制策略，实现电源和负载之间的能量转换。

其核心部分包括开关管、滤波器、变压器以及相应的控制电路。

基于离散滑模控制的新型Buck-Boost矩阵变换器①

基于离散滑模控制的新型Buck-Boost矩阵变换器①

基于离散滑模控制的新型Buck-Boost矩阵变换器①张小平^②; 罗伟斌; 张小平; 朱建林; 唐华平; 张炳根【期刊名称】《《高技术通讯》》【年(卷),期】2008(018)002【摘要】对目前矩阵变换器存在电压传输比低的缺陷进行了研究,提出了一种新型的称为 buck-boost 矩阵变换器(BBMC)的电路拓扑结构。

介绍了该拓扑结构的基本构成及其工作原理,分析推导了其电压传输比与占空比之间函数关系的解析表达式,阐述了离散滑模控制策略的基本设计方法,最后通过仿真对其有效性和可行性进行了验证。

结果表明:该新型拓扑结构能实现输出电压和频率的任意调节,其电压传输比既可大于1,也可小于1,且直接输出高品质的正弦波而无需滤波环节,谐波含量小,从而有效解决了传统矩阵变换器电压传输比低的难题,具有较好的应用价值。

【总页数】5页(P179-183)【作者】张小平^②; 罗伟斌; 张小平; 朱建林; 唐华平; 张炳根【作者单位】湖南科技大学信息与电气工程学院湘潭; 411201; 中南大学机电工程学院长沙; 410083; 湘潭大学信息工程学院湘潭; 411105; 湖南交通职业技术学院机电工程系长沙; 410004【正文语种】中文【中图分类】TN624【相关文献】1.新型Buck-Boost矩阵变换器的自抗扰控制策略 [J], 梁鼎;张小平2.Boost矩阵变换器的离散滑模控制策略 [J], 张小平;唐华平;朱建林;张炳根3.新型Buck-Boost矩阵变换器的双闭环控制策略 [J], 张小平;朱建林;唐华平;张炳根;宋芳4.基于滑模控制的Buck-Boost型AC-DC变换器 [J], 朱长海;刘鲁源;朱邦太5.基于离散滑模控制的新型Buck-Boost矩阵变换器 [J], 张小平; 朱建林; 唐华平; 张炳根; 罗伟斌因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

基于自适应虚拟阻抗的 DC-DC 变换器均流控制

基于自适应虚拟阻抗的 DC-DC 变换器均流控制

基于自适应虚拟阻抗的 DC-DC 变换器均流控制钱学伟;姜波;程志江【摘要】在多DC‐DC变换器并联系统中，经常采用环流反馈回路中引入虚拟阻抗的均流方法，此方法精度高且成本低，但当系统负载突变时均流精度会降低。

针对虚拟阻抗法在负载突变时均流精度降低的问题，提出一种自适应匹配虚拟阻抗值实现均流的方法。

仿真结果表明，在负载突变时自适应虚拟阻抗匹配法具有很好的均流效果，且不影响并联系统的稳定性和输出特性。

%Introducing in the virtual impedance method into circulating current feedback loop is commonly used in multiple DC‐DC converter parallel system ,w hich has high accuracy and low cost .But when the system load mutates ,current sharing precision will decrease .Aiming at the precision problem ,an adaptive matching method of virtual impedance was proposed . The simulation results of the adaptive virtual impedance method showed effectiveness with the load mutation ,meanw hile did not affect the stability and output characteristics of the parallel system .【期刊名称】《安徽大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2016(040)004【总页数】6页(P67-72)【关键词】并联DC-DC变换器;负载突变;自适应虚拟阻抗匹配法;均流控制【作者】钱学伟;姜波;程志江【作者单位】新疆大学电气工程学院，新疆乌鲁木齐830047;新疆大学电气工程学院，新疆乌鲁木齐830047;新疆大学电气工程学院，新疆乌鲁木齐830047【正文语种】中文【中图分类】TM715分布式光伏发电的储能系统由多台蓄电池和多台超级电容器并联组成，形成多组双向DC-DC变换器并联的拓扑结构.这种多组并联结构在充放电的过程中会出现不均流现象，从而使多台Boost-Buck并联系统内部出现环流冲击等问题[1-3]，因此并联均流技术成为混合储能领域的研究热点之一[4].为了解决并联系统中的环流冲击，需要在各个DC-DC变换器模块之间采用有效的均流措施[5-8].早期的附加环流电抗器方法收到了一定效果，但会产生压降和增加成本的问题.后来出现了虚拟并机电感方法，此方法虽然降低了成本，但同样会产生压降.虚拟阻抗均流法[10-13]的出现解决了传统方法产生压降的问题，而且有很好的均流精度.此方法在环流反馈通路中引入虚拟阻抗，通过调节虚拟阻抗实现均流，负载恒定的情况下均流精度很高，但当负载突变时均流精度会降低. 笔者拟提出自适应虚拟阻抗均流控制策略，在虚拟阻抗均流法的基础上，将虚拟阻抗值人为调节模式改进为自适应匹配模式，即通过对虚拟阻抗值的自适应调节来保证负载突变时的均流精度.Boost-Buck型双向DC-DC变换器(即双向半桥变换器)也称升降压式变换器[9]，是非隔离型双向DC-DC变换器的一种，可以看成由Boost变换器和Buck变换器反并联而成，是电流双象限运行的直流变换器，电路拓扑结构如图1所示.由图1可见，电路可视为由T1和D2组成的Buck电路和T2和D1组成的Boost 电路的组合.电能由电源输向负载时，T1和D2工作，输出电流的平均值Io>0，电路工作于第一象限；相反，当有源负载向电源反馈能量时，T2和D1工作，Io<0，电路工作于第二象限.储能系统的输出端与直流母线连接，为了保证直流母线电压稳定，则要求Boost-Buck变换器的输出电压稳定.图2为采用双闭环控制的Boost-Buck变换器控制框图.在Uin不变时，理想的Boost-Buck变换器具有比例放大功能，但它只对调制波进行线性放大，K为比例系数.图2中，C(s)为滤波电容，ic为电容电流；Uref为参考电压，Uo为Boost-Buck变换器模块的输出电压、Ua为Boost-Buck变换器理想输出电压、Ue为开关管偏差电压；G1(s)和G2(s)均采用PI调节，Gvc(s)为电容电流采样网络传递函数，Gv(s)为输出电压采样网络传递函数.两台Boost-Buck变换器并联电路如图3所示，其中两个模块的控制参数都与主电路参数一致.当两个模块均采用图2所示的控制方案时，各Boost-Buck变换器模块传递函数为其中：R为Boost-Buck变换器模块的等效负载电阻.闭环特征方程为令则Boost-Buck变换器模块的闭环等效输出阻抗为开环时To(s)=1，令Lo(s)=KG2(s)，可知开环等效输出阻抗为Zo(s)=Lo(s)/To(s). 根据式(1)和图3，可得并联系统的输出方程为其中：Urav(s)为并联系统的平均参考电压；Ueav(s)为平均偏差电压；Io(s)为并联系统的输出电流.由式(1)～(2)可得两个模块间的环流Ihi(s)为根据式(1)～(3)，可得开环环流为由式(3)～(4)可知，环流与各模块的正弦参考电压与偏差电压的差异有关.硬件参数差异是不可调的，要想抑制环流则需要调节Uref (s)，但是由于反馈的存在，闭环等效输出阻抗Zoc(s)远小于开环等效输出阻抗Zo(s)，这反而不利于并联系统的环流抑制，但若此时引入虚拟环流阻抗便可解决这个问题.在电容电流双闭环控制的基础上外加环流反馈，并在环流反馈回路中引入虚拟环流阻抗，通过调节虚拟环流阻抗来实现并联系统的均流.加入虚拟阻抗后的Boost-Buck变换器控制框图如图4所示.由图4可知，并联系统的输出特性方程为由式(5)可知，在Boost-Buck变换器的双闭环控制外，引入虚拟环流阻抗的环流反馈不影响整个并联系统的输出特性.由图4和式(5)可知，引入环流反馈后，并联系统各模块的环流为由式(6)可知，式中分母里的Loc(s)和KG2(s)均为不变值，调节引入的虚拟环流阻抗Zv到合适且足够大时，可使并联系统达到均流.虚拟阻抗可配置为阻性或感性，该文选择纯阻性的虚拟阻抗设置，以获得较高的均流精度[11].由于负载发生变化时，虚拟阻抗值需要重新配置才能保证均流效果不变，为了应对这种情况笔者提出了自适应虚拟阻抗匹配法.平均环流IH(i)的表达式为其中：m为周期Ts内的采样次数，一般取为5～10.通过比较来确定是否发生电流不均衡现象，电流不均衡的判别依据为其中：ΔIH为平均环流阈值.考虑到虚拟阻抗值调节的速度问题，引入速度因子当出现电流不均衡情况时，需要通过调整虚拟阻抗Zv值，从而调整传递函数为G2(s)的PI控制器输入端的电流参考值， Zv的初始值Zv(0)=0，Zv的表达式为其中：参数0.5的取值是根据仿真实验确定的，这样取值是为了防止速度因子λ较大时，Zv在其最佳值附近出现振荡.传递函数为G2(s)的PI控制器输入端的电流参考值的增量ΔIref(i)为如图4所示，ΔIref(i)经过传递函数为G2(s)的PI控制器加到PWM发生器上，从而改变并联系统环流大小.自适应过程即当并联系统出现不均流时，判断环流大小是呈上升还是下降的趋势，得到相应的速度因子λ，进而自动调节虚拟阻抗值，使之增大或减小达到最优值.自适应虚拟阻抗匹配法的流程如图5所示.在Simulink中搭建了如图3所示的两台Boost-Buck变换器并联仿真模型. 图3中C1和C2均为1 mF，电感值L1=0.4 H，L2=0.5 H，阈值ΔIH为0.05 A.设额定容量为5 kVA，载波频率为1 kHz，笔者进行了Boost-Buck变换器的均流仿真试验.图6、7分别为采用虚拟阻抗法和自适应虚拟阻抗匹配法的各模块输出电流及环流的波形.从图6可以看出，负载突变时采用虚拟阻抗法的均流效果较差，环流高达2.5 A，远大于阈值0.05 A.从图7可以看出，稳态环流小于阈值0.05 A；负载Z=20 Ω时，系统达到均流状态时，稳态环流为0.008 A；当t=0.5 s时负载发生突变，此时Z=10 Ω，突变瞬间系统出现环流，之后很快重新实现均流，稳态环流为0.005 A；当t=1.2 s负载变为20 Ω时，系统同样很快实现了均流.分析图6、7可知：对比虚拟阻抗法，自适应虚拟阻抗匹配法能更好地解决负载突变的均流问题.针对储能系统中的双向DC-DC变换器并联系统环流问题，笔者提出了基于自适应虚拟阻抗的均流控制策略.通过虚拟阻抗的自适应匹配，在不改变并联系统输出外特性的前提下，能对DC-DC变换器主电路参数差异引起的环流表现出很好的抑制作用，特别是当负载突变时，仍能很好地实现均流.此方法为分布式光伏发电混合储能系统DC-DC变换器的均流控制提供了一种可行的解决方案.【相关文献】[1] 江国强, 王智灵, 何淼, 等. 并联冗余DC-DC模块蓄电池充电均流方法[J]. 电子技术, 2010, 9: 53， 63-66.[2] 欧朝阳, 边兰成. 大容量UPS不间断电源中环流产生的原因分析及对策[J]. 宁夏电力, 2002, S1:74-76.[3] 陈良亮, 肖岚, 龚春英, 等. 逆变器并联系统直流环流产生原因及其检测与抑制方法[J]. 中国电机工程学报, 2004, 9: 60-65.[4] MARWALI M N, JUNG J W, KEYHANI A. Stability analysis of load sharing control for distributed generation systems[J]. IEEE Trans Energy Conversion, 2007, 22 (3): 737-745. [5] 林新春, 段善旭, 康勇, 等. UPS无互联线并联中基于解耦控制的下垂特性控制方案[J]. 中国电机工程学报, 2003, 23 (12): 117-122.[6] 于玮, 徐德鸿, 周朝阳. 并联UPS系统均流控制[J]. 中国电机工程学报, 2008, 1: 63-67.[7] 张宇, 段善旭, 康勇, 等. 逆变器并联系统中谐波环流抑制的研究[J]. 中国电机工程学报, 2006, 12: 67-72.[8] 谢孟, 蔡昆, 胜晓松, 等. 400 Hz中频单相电压源逆变器的输出控制及其并联运行控制[J]. 中国电机工程学报, 2006, 6: 78-82.[9] 罗耀华, 马威. 双向DC-DC变换器并联仿真[J]. 应用科技, 2010, 4: 47-51.[10] 张宇, 余蜜, 刘方锐, 等. 模块化UPS采用虚拟阻抗的瞬时均流控制方法[J]. 中国电机工程学报, 2012, 21: 8-14.[11] 于玮, 徐德鸿. 基于虚拟阻抗的不间断电源并联系统均流控制[J]. 中国电机工程学报, 2009, 24: 32-39.[12] 刘旭光, 阙连元, 刘骥, 等. 基于虚拟阻抗的无线并联逆变控制策略[J]. 电源技术, 2015, 1:151-154.[13] GUERRERO J M, HANG L J, UCEDA J. Control of distributed uninterruptible power supply systems[J]. IEEE Trans Industry Electronics, 2008, 55 (8): 2845-2859.。

DC-DC变换器的滑模变结构控制及动态品质研究.ppt

DC-DC变换器的滑模变结构控制及动态品质研究.ppt

自入学以来，我班绝大部分同学在课余时间里，合理安排时间，参加了许多不同 种类组织，锻炼了自己的工作能力。其中，曾担任社团负责人 4 名，院辩论队队长 1 名、副队长 2 名，现担任院团委部长 1 名，院学生会副主席 1 名、部长 3 名，院足球 队负责人 1 名。在参加校院级各项活动中，我班有十名同学代表我院参加校运会；五 名同学代表我院参加校太极拳比赛，获得第二名的好成绩；三名同学代表我院参加第 十一届“世纪杯”辩论赛，并闯进前八强；我班吴寿华同学在江西农业大学第四届棋 王争霸赛中荣获冠军、并代表我校参加南昌市高校首届象棋棋王争霸赛，获得第二名 的优异成绩。此外，我班积极参加了各项活动并取得了一定的成绩：如在我院首届班 班排舞大赛中勇夺冠军；在班班辩论赛中表现突出荣获冠军。此外，我班在院团委的 支持下，成功承办了学院第五届“青春风采杯”演讲比赛，赢得了老师和广大同学的 一致好评。
建立核心，完善制度，形成有效的管理机制。班委成员是民主选举产生的，班委 们始终秉承“以人为本，以班为纲”的治班理念，坚持以它作为班级管理的指导思想， 督促班级成员“做好自己，共创美好未来”。全体班干部均能以全责为己任，紧密协 作，不仅按时按质按量地完成了学校、学院安排的各项任务，而且能够创造性的开展 富有特色的活动。班委会工作最大的特点就是有计划、有制度、有总结，根据我班的 具体情况，本着“从实际出发，一切为班级和全体同学服务”的宗旨，制定并逐步完 善管理制度，使同学们对班委会满意，使学院和老师对我们放心。全体班委成员心往 一处想、劲往一处使，尽最大努力为班集体服务、为普通同学服务，在增强班级凝聚 力的同时，努力使全班同学向党、团组织靠拢，使同学们在提高能力的同时思想素质 也得到更进一步的提高。 三、学习方面：
尊敬的各位领导、老师，亲爱的同学们： 大家下午好! 正值全校师生还沉浸在我校本科教育七十周年的喜庆当中，我校一年一度的学生