Ku波段发夹型滤波器的设计
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发夹线滤波器的带宽总是比相应的半波长平行耦合 线滤波器的带宽窄一些，因此在开始设计时应该选择带 宽稍为宽一些的半波长平行耦合线滤波器，这里取为１．４ 倍，即：
ＦＢＷ＝１．４ Ｘ ０．５／１ ２．５＝０．０５６ 线宽取０＿７５ ｍｍ，臂间距取Ｏ．７５ ｍｍ。用式（３）求得耦 合系数为： Ｋ，。＝巧ｊ＝０．０４２；Ｋ２ｊ＝局４＝０．０３３ 由耦合系数根据图２求得发夹间距。用式（４）求得抽头 位置。计算结果如下：
圜 困 囡 园
图１抽头发夹线谐振器
如图１为抽头发夹线谐振器修正结构。谐振器采用Ｕ 字型结构，弯角处采用５０％切割直角弯角，进入Ｋｕ波段Ｕ 宇型谐振器结构中直角弯角的长度已不可忽略，这里计算 为０．７倍线宽。抽头与５０欧姆微带线匹配，并加入一段渐 变线，以减小不连续效应对谐振器的影响。减ｄ，Ｕ字结构 中平行双线问距离ａ，使其在０．８～１．５倍线宽之间。
作者： 作者单位： 刊名：
英文刊名： 年，卷(期)：
张俊哲 桂林电子科技大学信息与通信学院
广东通信技术 GUANGDONG COMMUNICATION TECHNOLOGY 2009,29(2)
参考文献(5条)
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线发夹带通型滤波器具有结构紧凑，尺寸
Ｈｚ
９
（ａ化后滤波器模型仿真结果
１
明郭陈江，微带抽头线发卡型滤波器设计【Ｊ】．微电子与
，２００３，２９（９）：５７—６０ ２
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ｎ
Ｊｉａｓｈｅｎｇ。Ｌａｎｃａｓｔｅｒ Ｍ ＪＭｃｒｏｓｔｒｉｐ ｆｉｌｅｒｓ ｆｏｒ ＲＦ／
由图２中关系曲线可知，耦合系数ｋ随着发夹间距的 增加而减小。同时耦合系数ｋ随ｗ／ｈ变化，当ｗ／ｈ增加时， 耦合系数ｋ减小。同时耦合系数ｋ随着介电常数的增加而减 小。修正后的发夹线谐振器在Ｋｕ波段得到的耦合系数曲 线，与低频段常用的耦合系数曲线存在较大差异，图２对 发夹线滤波器在Ｋｕ波段的设计应用有一定参考价值。
根据耦合相关理论，两个谐振器问的耦合根据谐振 器放置的相对位置可分为电耦合，磁耦合和混合耦合３ 种，实际应用中多采用混合耦合。耦合间距ｓ和耦合系数ｋ 有对应关系。其关系可作实验求取，这里通过ＨＦＳＳ软件 中Ｅｉｇｅｎｍｏｄｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ仿真求得。当耦合系数大于１／
万方数据
图２ Ｋｕ波段耦合系数修正曲线
ｓ，＝。．Ｗ ｍｍ三＝钐＝４钾２ ｍｍ
ｓ２＝０．８７ ｍｍ
ｔ＝０．６０４ ｍｍ
考虑到微带线的终端开路效应，四分之一波长微带
线的修正长度为：４．４７２一Ｏ．４４ｈ＝４．４７２—０．４４×０．５０８＝
４．２４８ ｍｍ。
＂＇１１ １１ ｉ１ ＵＩＩ＇＂
图３发夹线滤波器版图
根据上面设计的参数作为原始参数，初步确定发卡 式滤波器的具体尺寸。利用Ａｎｓｏｆｔ Ｄｅｓｉｇｎｅｒ软件建立仿真 电路图，进行模拟、调谐、优化，在ＨＦＳＳ软件中进行仿 真，得到滤波器的频率特性如图４所示。
根据实际工程的需要设计一个Ｋｕ波段抽头发夹线微 带滤波器，滤波器指标要求如下：中心频率为１２．５ＧＨｚ， 通带频率：１２－２５ＧＨｐｌ２．７５ＧＨｚ；带内波纹：ｓ０．５ ｄＢ； 带外抑制：１０．３５ＧＨｚ时衰减大于４０ ｄＢ。
３．２确定滤波器的结构 我们设计的是抽头发夹线耦合微带线带通滤波器。
根据相关参数计算滤波器选用５Ｎ通带纹波为０．２ ｄＢ的 Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ滤波器，其低通原型参数为：ｇｏ＝９６＝１．０；
在采用抽头线耦合的方式时，发卡式谐振器的抽头位 置可由下式确定
互砜 ２三 ．
ｔ＝——ａｒｃｓｌｎ
７ｃ
ｆ，¨Ｙ
式中三＝％，Ｒ是抽头线的特性阻抗，ｚ。是发卡
圜
式滤波器的特性阻抗，ｔ是抽头微带线到发卡式谐振器中
困 圉
间位置的距离，Ｑ：量逝是发卡式谐振器的外部耦合
园
ＦＢＷ
系数。
３微波滤波器的设计
３．１已知相关参数
：２ ０９９２ １０９ ５
ｏ
Ｊ ＳＭｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｔａｐｅｄ—Ｌｉｎｅ Ｆｉｌｅｒ Ｄｅｓｇｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ
ｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ ｉｃｏｗａｖｅ Ｔｈｅｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｎｉｑｕｅｓ，１ ９７９
）：４４—５０
期：２００８—１２—２０）
图５器性能实测曲线
万方数据
囡
Ku波段发夹型滤波器的设计
波段发夹型滤波器
一技＝术＝交＝流
７６
万方数据
Ｋｕ波段发夹型滤波器的设计
滤波器的性能由以下参数确定：发夹谐振器的臂长 ￡，间距Ｓ及线宽ｗ和抽头位置ｆ。其中发夹谐振器臂长为
麓彳，其中Ｋ：ｋ，／、／ｉ，ｈ是滤波器中心频率上
的自由空间传播波长，当谐振器线宽Ｗ与板厚ｈ的比值小于２ 时，有效介电常数ｅ，。由式（１）确定，其中ｓ，为基片的相对介电
Ｋｕ波段发夹型滤波器的设计
２０．２‘广东通信技术 本一满足指标要求。
滤波频率小于１ 比较，测试结果与仿真结果吻合得非常好。可以看到， 传输ｄＢ（Ｓ２１）测量结果如图５所示。由图５和图４（ｂ）
图４器仿真结果
好的性。 本，获得较好的性能指标，测试结果与设计预期有较 可以缩短射频／微波电路的设计周期，减少了设计成 频段有较高实际应用价值。而诸茹ｌＡｎｓｏｆｔ等ＣＡＤ软件 用，经分析对比验证了发夹结构带通型滤波器在Ｋｕ 小，轻和成本低等优点，在微波低频段得到了广为应
ｏｗａｖｅ ａｐｐｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｍ］。Ｎｅｗ Ｙｏｒ：Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｙ＆Ｓｏｎｓ．
，２００１．２９－１３３ ３
Ｚ
（ｂ波器的三维电磁仿真结果
ｉｌｅｎｔ ８７２ＥＳ网络分析仪测试制作的滤波器，
１．３Ｈｚｇ［：］大于１ ３．５Ｈｚ处的衰减可达 ｄＢ以．测试结果与Ｄｅｓｉｇｎｅｒ优化仿真得到的结果基
到４
本文链接：/Periodical_gdtxjs200902017.aspx
待设计滤波器相邻谐振器问耦合系数一般使用下面
７７ ２００９。２‘广东通信技术
技术交流
的通用计算公式：
ＦＢＷ
，？
Ｋｆ．“１ ２—产＝—＝ ｉ＝１，２，…，几．１
（３）
√ｇｉｇｉ＋ｌ
式中，ｉ是发夹式谐振器的序号，Ｆ Ｂ Ｗ＝
∽一％，黼舯－频酬］一化瓶ｇｉ为滤
波器低通原型中第ｉ个归一化元件值，ｎ为滤波器的阶数。由 （３）式及图１可确定发卡式谐振器的间距Ｓ。
Ｂ●引葩熨
结果与模型仿真结果比较存在一定差别。三维电磁仿真结 果与实际测试结果比较接近，然而三维电磁仿真计算量 大，对电路的调整需要在模型电路中进行。本文中设计的 。淑蒂发丧滤液器三维电磁仿真结果比模型仿真结果中心 频率向高频端偏移，且Ｓ１１曲线恶化。经大量仿真对比说 明，保持模型仿真电路的切比雪夫（等波纹）特性，可以较 好地解决三维电磁仿真结果中Ｓ１１曲线恶化问题。频率偏 移可通过参数调谐实现，主要微调节臂长，同时调谐其它 参量以保证电路的切比雪夫（等波纹）特性。经反复调谐、 优化得到理想结果。
其项家桢，袁孝康．微波集成电路设计【Ｍ】．北京：人民
社，１９７８，２０８－２１８ ４
ｎ
Ｊ ＳＬｎｃａｓｔｅｒ Ｍ ＪＣｕｐｌｉｎｇｓ ｏｆ ｉｃｏｓｔｒｉｐ ｓｑｕｒｅ
－－ｌｏｏｐ ｒｅｓｎａｔｏｒｓ ｆｏｒ ｃｒｏｓ－－ｃｏｕｐｌｅｄ ｐｌａａｒ ｍｉｃｏｗａｖｅ
ｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｒｙ Ｔｅｃ．，１９９６，４４
ｇｌ＝９５＝１．３３９４；９２＝９４＝１．３３７０；９３＝２．１６６０。 基板选用Ｔａｃｏｎｉｃ公司的ＴＬＹ－５型微波介质板，介电常
数：￡。＝２．２；损耗角正切：ｔａｎＤ＝０．０００９；基板厚 ７８
万方数据
度：ｈ＝０．５０８ ｍｍ；敷铜层厚度为３５“ｍ；印制板加工中 镀金层厚度为０．２ ｕｍ。
３．３参数计算
剧增大，传统的开环谐振器结构已经不适合于Ｋｕ波段应 用，需对其结构进行一定的修正。
Ｑｏ（Ｑｏ为发夹谐振回路的品质因数）时，Ｅｉｇｅｎｍｏｄｅ ｓｉｍｕＩａｔｉｏｎ仿真可得到两个模的谐振频率，分别记为尤ｌ
和厶２（厶１＜‘２），则耦合系数ｋ用下式计算：
Ｋ＝糌
㈤
根据公式（２）应用ＨＦＳＳ软件中Ｅｉｇｅｎｍｏｄｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ经大量仿真计算得到耦合系数与间距的关系曲
发夹线滤波器较多应用于微波低频段，进入Ｋｕ波段 后，相关的理论计算公式已存在一定的误差，在仿真结果 中其主要表现为出现一定的频偏和驻波特性变差。因此， 在微波电路设计中，优化已经成为不可缺少的不分。优化 算法中随机算法与梯度算法最为常用，一般为两者交替使 用。经优化得到理想的模型电路仿真结果。
由于计算原理方法不同，相同电路的三维电磁仿真
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