线性调频信号回波仿真

11目录1. 设计的基本骤 (1)1.1 雷达信号的产生 (1)1.2 噪声和杂波的产生 (1)2. 信号处理系统的仿真 (1)2.1 正交解调模块 (2)2.2 脉冲压缩模块 ...............................................2.3 回波积累模块 ...............................................2.4 恒虚警处理（CFAR）模块 (4)结论 (11)1 设计的基本骤雷达是通过发射电磁信号，再从接收信号中检测目标回波来探测目标的。

再接收信号中，不但有目标回波，也会有噪声（天地噪声，接收机噪声）；地面、海面和气象环境(如云雨)等散射产生的杂波信号；以及各种干扰信号（如工业干扰，广播电磁干扰和人为干扰）等。

所以，雷达探测目标是在十分复杂的信号背景下进行的，雷达需要通过信号处理来检测目标，并提取目标的各种信息，如距离、角度、运动速度、目标形状和性质等。

图3-6 设计原理图2 信号处理系统的仿真雷达信号处理的目的是消除不需要的信号（如杂波）及干扰，提取或加强由目标所产生的回波信号。

雷达信号处理的功能有很多，不同的雷达采用的功能也有所不同，本文是对某脉冲压缩雷达的信号处理部分进行仿真。

一个典型的脉冲压缩雷达的信号处理部分主要由A/D 采样、正交解调、脉冲压缩、视频积累、恒虚警处理等功能组成。

因此，脉冲压缩雷达信号处理的仿真模型.2.1 正交解调模块雷达中频信号在进行脉冲压缩之前，需要先转换成零中频的I 、Q 两路正交信号。

中频信号可表示为:0()()cos(2())IF f t A t f t t πϕ=+ (3.2)式(3.2)中， f 0 为载波频率。

令:00()()cos 2()sin 2IF f t I t f t Q t f t ππ=- (3.3)则00()()cos 2()sin 2IF f t I t f t Q t f t ππ=- (3.4)在仿真中，所有信号都是用离散时间序列表示的，设采样周期为T ,则中频信号为 f IF (rT ) ，同样，复本振信号采样后的信号为f local =exp(?j ω 0rT ) (3.5)则数字化后的中频信号和复本振信号相乘解调后，通过低通滤波器后得到的基带信号f BB (r ) 为:11000{()cos()}(){()sin()}()N N BB IF IF n n f f r n r n T h n j f r n r n T h n ωω--==-----∑∑ (3.6)式(3.6)中， h (n ) 是积累长度为N 的低通滤波器的脉冲响应。

线性调频超声信号脉冲压缩的实时实现曹玉龙;郑政【摘要】编码脉冲在不增大发射峰值功率的前提下,通过增大时宽-带宽积显著提高超声平均发射功率,然后在接收端通过脉冲压缩恢复应有的纵向分辨力,并显著增强信噪比.利用现场可编程门阵列(field programmable gate array,FPGA)设计了一个中心频率为10 MHz的线性调频脉冲(chirp)发射和实时脉冲压缩系统,由FPGA 控制DDS(direct digital synthesizer)产生chirp信号,送入模拟乘法器与窗函数相乘,经功率放大后作为发射脉冲,回波信号送回FPGA进行脉冲压缩处理,82μs的回波数据可以在230 μs的时间里处理完毕.实验使用了中心频率10 MHZ、带宽7 MHZ、时长5μs的chirp信号.和单脉冲系统相比,在纵向分辨力没有明显损失的情况下,脉冲压缩方法使信噪比增强了12.8 dB,旁瓣抑制可以达到30.6 dB.【期刊名称】《上海理工大学学报》【年(卷),期】2015(037)003【总页数】6页(P295-300)【关键词】编码激励;解码压缩;线性调频脉冲;现场可编程门阵列【作者】曹玉龙;郑政【作者单位】上海理工大学医疗器械与食品学院,上海200093;上海理工大学医疗器械与食品学院,上海200093【正文语种】中文【中图分类】R318.04超声成像的分辨能力与超声频率成正比,但衰减也随频率的升高而增加.由于超声的发射峰值功率受到安全性的限制,因此分辨力和探测深度是一对矛盾.编码脉冲在不增大发射峰值功率的前提下,通过增大时宽-带宽积(TBP)提高平均发射功率,然后在接收端通过脉冲压缩恢复应有的纵向分辨力,这是解决上述矛盾的一个有效方法[1-8].用于脉冲压缩的编码方式有很多种,在超声成像系统中,由于存在衰减所引起的频率偏移,所以具有脊形模糊函数的线性调频脉冲(chirp)是一种理想的方式[4].本文利用现场可编程门阵列(field programmable gate array,FPGA)实现了一种中心频率为10 MHz的实时线性调频编码脉冲压缩系统.该系统的纵向分辨力和10 MHz单脉冲系统相当,但是与后者相比信噪比增加了12.8 dB,同时,旁瓣抑制可以达到30.6 dB.该系统每次发射后以50 MHz的采样率采集82μm的回波射频信号,脉冲压缩算法在230μs内完成.该系统可以满足帧频20帧/s、每帧图像200线的浅表器官B型超声波扇形扫描仪的实时性要求.传统的单脉冲激励方式中,由于超声波最大发射功率的限定,因而无法通过增加其幅值的方法度来增强激励的能量.如果发射一个编码宽脉冲,则总能量可以显著增加,同时在接收端用匹配滤波器对回波信号进行滤波,就能压缩输出一个单峰信号,如图1所示.1.1 发射脉冲线性调频脉冲信号ψ(t)表示为式中,t表示时间;j表示虚数单位;fl表示信号的起始频率;T表示脉冲宽度;B表示频带宽度.瞬时频率fi(t)是相位函数的微分,表示为很明显,在脉宽T内fi(t)线性地扫过了整个带宽B.复信号ψ(t)的实部作为激励信号η(t)加载到换能器上,则本文采用的换能器中心频率为9.76 MHz, -6 dB带宽为6.29 MHz,故线性调频激励的中心频率设置为10 MHz,带宽为7 MHz.由于本系统应用于浅表器官,为了不使探测盲区过大,脉宽T设计为5μs.1.2 压缩滤波器脉冲压缩滤波器(pulse compression filter, PCF)是一个匹配滤波器,表示为式中,h(t)是脉冲压缩滤波器的冲激响应,是激励信号的共轭、翻转并时移.脉冲压缩滤波器的输出γ(t)为式中,τ表示积分运算中代表时间的中间变量.将式(1)代入式(5),得当滤波器的输入是实际回波信号时,其数据长度远大于压缩滤波器的长度,可以利用卷积的重叠相加法来实现[9].根据卷积定理,式(5)可以变换为式中,FFT表示快速傅里叶变换;IFFT表示快速傅里叶逆变换;f表示频率.利用FFT和IFFT可以大大减小运算量,提高处理速度.由于匹配滤波器的输出在频谱上近似一个矩形,所以输出波形时域上存在较大的旁瓣,这会严重影响成像效果.为匹配滤波器加上适当的窗函数可以减小旁瓣,本文采用了切比雪夫窗(Chebyshev)[5].1.3 菲涅尔纹波及其改善矩形包络的线性调频信号在时域上两端的突变性导致其频谱上产生菲涅尔波纹,该波纹会导致远端旁瓣的产生.为此,对发射信号在时域上加窗使信号两端渐变(tapering)以削弱菲涅尔波纹,进而削弱远端旁瓣.本文采用的是占时比为0.2的图基窗(turkey)[5],波形如图2所示,纵坐标A表示电压幅度.2.1 整体构成线性调频脉冲压缩系统如图3所示.脉冲发射和压缩电路由同一个同步脉冲控制.DDS(direct digital synthesizer)在这个同步脉冲的控制下产生chirp信号,同时幅度控制电路将事先存储在ROM中的窗函数数据读出,通过DAC(数模转换器)转换为模拟信号.两路信号经过模拟乘法器相乘后得到窗函数加权的chirp信号,该信号经功放后激励超声换能器.回波信号经过BPF(带通滤波器)并经ADC(模数转换器)采样进入FPGA中.本系统采样率为50 MHz,在线性调频信号的低频端(6.5 MHz)每周期可以采集到约7.7个点,高频端(13.5 MHz)可以采集到约3.7个点.回波信号共采集4 096个点,时长82μs,对应探测深度63 mm.考虑到超声信号的动态范围,本系统采用了12 bit的ADC.2.2 脉冲压缩电路脉冲压缩电路如图4所示.图4中,u(n)表示数字回波信号,n表示离散时间点.u(n)和互相正交的两个参考信号相乘,经过FIR低通滤波器(LPF)后得到复信号x(n)= xI(n)+j xQ(n),下标I表示实部,Q表示虚部.经过处理的信号频谱下移,所以可以采用隔二取一的方法进行降采样,采样率降低为25 MHz,回波信号的数据长度缩短为2 048点.将同相项和正交项分别存在两个双口RAM中,等待压缩处理.压缩滤波器的冲击响应是通过激励波形ψ(n)变换得到的,所以可以事先计算其参数供处理时使用.按照图4中虚框内的计算步骤,将与发射脉冲相同的信号在50 MHz 的频率下抽样,得到250个点,经过和上文相同的步骤获取复数信号并降采样,得到两个125点的相互正交的信号.将它们进行时移、反转、取共轭、加窗,并进行傅里叶变换,即获得压缩滤波器的频域响应函数H(k)=HI(k)+j HQ(k),k表示离散频率点. 将降频后的回波信号均匀分割为16段, x1(n),x2(n),…,x16(n),每段128点,与压缩滤波器h(n)长度接近,分别和滤波器系数作卷积运算,则yi(n)=h(n)xi(n),其长度为252点.其中,y1(n)的后124点和y2(n)的前124点、y2(n)的后124点和y3(n)的前124点……对应相加才是该部分卷积的正确值,与其它值组合,一起构成最终的卷积结果,如图5所示.利用卷积定理将上述分段信号的卷积yi(n)= h(n)xi(n)转换到频域进行运算.先对h(n)及xi(n)补零到N点,N大于等于252,一般选取N= 2D(D为整数),故N取256.如上文所述,回波信号经过正交解调后同相项和正交项分别存在两个双口RAM中,按照每次128点的方式将两路信号读出并送入复数FFT IP核的两个输入端,经转换后获得回波信号的傅氏变换X(k)=XI(k)+j XQ(k).本系统所使用的Altera公司的FFT IP核支持4种I/O数据流结构,在速度满足的前提下,使用占用资源最少的突发类数据流结构,每次运算约8.2μs.将FFT后的结果与预先存在ROM中的压缩滤波器系数频域响应函数H(k)相乘.由于该乘法是复数乘法,故使用了4个乘法器,分别计算XI×HI,XI× HQ,XQ×HI和XQ×HQ,然后用XI×HI减去XQ× HQ,得到同相分量YI,用XI×HQ加上XQ×HI,得到正交分量YQ.上述结果进行快速傅氏反变换IFFT,得到每段的卷积结果yi(n).将分段运算的结果按上文所述的方法重组,即得到整个回波的压缩滤波结果.回波信号经过压缩滤波器之后得到的是一个复信号,包括同向分量I和正交分量Q.将I分量和Q分量分别平方,然后相加取二次方根就得到了包络信号.本设计采用流水线型的非冗余开方算法[10],其占用逻辑单元少,计算时间短,且不需要调用乘法器.3.1 实验设计本系统作为B型扫描仪的一部分,其输出是数字形式的包络信号,为便于实验,专门增加了一个数模转换器DAC,将此数字信号转换成模拟量,以便利用示波器实时观察.经模拟放大的回波信号送到示波器的另外一个通道,和处理结果同时观察.另外,还利用FPGA设计工具QUARTUS II中的SignalTap软件[11-13]抓取数据并进行离线分析.实验1以一根直径为0.08 mm金属细丝为靶目标,将换能器探头在水介质中对准靶目标,利用示波器同时观察回波及处理结果.实验2以一个有机玻璃方盒作为靶目标,将换能器垂直对准方盒的上盒壁,如图6所示,重复上述步骤.该方盒的盒壁厚度L为2.6 mm,盒壁间距为10.2 mm.3.2 结果与分析实验1的靶线回波和压缩处理结果如图7(a)和图7(b)所示.靶线回波幅度呈现明显的梭形,这是发射脉冲加权函数和超声换能器频率特性共同作用的结果.回波信号持续了5μs,和发射信号宽度相符,经过滤波后信号宽度压缩为350 ns(-6 dB),相当于10 MHz超声系统的3.5个射频周期.通过对SingnalTap获取的压缩结果进行离线分析可知,主旁瓣信噪比(signal to sidelobe noise ratio,SSNR)为30.6 dB,如图8所示.由于压缩滤波结果通过运算得到,而且DAC的输出幅度还和参考电压有关,所以在示波器上比较其与回波信号的幅度没有实际意义.为了评估压缩前后信噪比的变化,移去靶目标,在靶线回波出现的位置获取背景噪声,如图7(c)和图7(d)所示,根据式(9)计算信噪比(SNR)[14],即式中,s(t)为信号幅值;pN为噪声平均功率.压缩滤波前,信噪比为43.3 dB,压缩后变为56.1 dB,提升了12.8 dB.实验2的回波信号及压缩波形如图9所示.可以看见,在回波信号中,有机玻璃方盒盒壁的两个界面的回波是交叠在一起的,而经过脉冲压缩之后,重叠的回波被区分开来.根据超声在有机玻璃和水中的声速[15]计算得到盒壁厚度为2.9 mm,盒壁间距为10.3 mm,和实际值的误差分别为10.3%和1.0%.实验1中得到的SSNR值为30.6 dB,但是利用实验参数在Matlab中进行仿真,得到的SSNR值却为34.6 dB,比实验结果高4 dB.观察发射脉冲(图7 (a)),可以看到有明显的波形失真,而仿真是基于理想波形的,所以差距可能来自发射脉冲的不理想.实验2中盒壁厚度和盒壁间距都是依据参考资料中给出的材料声速估算出来的,和实际尺寸的误差分别为10.3%和1.0%.由于盒壁的材料是有机玻璃,而盒壁之间是水,通常不同的实验中水的成分不会有太大的差别,而有机玻璃的成分差别较大,所以盒壁厚度的误差可能是由于不同研究所采用的材料差别引起的.本文实现了基于FPGA的线性调频脉冲发射和压缩系统的设计,满足浅表器官B型超声波扇形扫描仪的实时性需求,系统结构简单,修改方便,便于参数调整.当使用更高带宽的换能器,以及追求深层信号而忽略探测盲区的时候,可以通过增大信号的时宽和带宽的方式,进一步提高信噪比[16]以及增强旁瓣的抑制[5].【相关文献】[1] Takeuchi Y.An investigation of a spread energy method for medical ultrasound systems.Part one: theory and 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基于频分复用技术的双线性调频准连续波研究作者：郑志宽何强来源：《现代电子技术》2013年第11期摘要：为了解决脉冲雷达的探测距离与距离分辨率的矛盾，发射拥有大时宽带宽积的线性调频信号，使雷达既有较大的探测距离，又有很高的距离分辨率。

由于收发开关的转换，宽的线性调频信号会造成近距离盲区，传统解决方式是分时发射一长一短两个信号，但会造成数据率降低。

这里提出一种基于频分复用技术的双线性调频信号，在近程接收短脉冲，弥补宽线性调频信号的不足，通过仿真，这种信号既能保证雷达无论目标距离远近都有较高的分辨率，又可以消除近程盲区。

关键词：线性调频信号；近距离盲区；距离分辨率；频分复用中图分类号： TN957.51⁃34 文献标识码： A 文章编号： 1004⁃373X（2013）11⁃0008⁃040 引言现代雷达信号处理常用的脉冲压缩信号主要有相位编码连续波信号、线性调频（LFM）信号、非线性调频信号等几类。

其中线性调频信号是多普勒频移相对不敏感信号，测距精度高，有较强的杂波抑制能力和抗干扰能力，而且线性调频信号的产生和处理比较容易，因而在雷达中广泛应用[1]。

脉冲体制雷达收发隔离，发射功率大，探测距离远，但易于被敌方截获且存在近程盲区；连续波体制雷达通过测量发射信号和接收信号之间的瞬时频差来确定目标的距离和径向速度，可以消除脉冲雷达的近距离盲区，但它难以实现发射机和接收机的有效隔离。

准连续波体制雷达结合了连续波雷达与脉冲雷达两者的优点，它的发射脉冲占空比近似为0.5，与脉冲体制相比，准连续波体制具有更低的峰值功率，降低了对固态发射机的功率要求，具有良好的低截获性[2⁃4]，与连续波体制相比，又具有收发时间隔离的优点。

准连续波雷达收发共用一个天线，发时不收，收时不发，避免了连续波雷达的泄露问题，但是高占空比的发射信号不可避免地会带来近距离盲区。

由于回波信号被截断，原本具有良好脉冲压缩性能的发射信号在接收端进行脉压处理时主瓣峰值下降，旁瓣抬高，主旁瓣比迅速下降。

Xilinx FPGA DDS IP Core 实验总结一、实验平台硬件环境：WIN7 旗舰版64位开发软件：ISE Design Suite 14.6版本仿真软件：Modelsim SE-64 10.0c 版本辅助工具：Matlab 2014a 版本二、DDS 原理DDS 模块的输出频率out f 是系统工作频率clk f ，相位累加器比特数N 以及频率控制字K 三者的一个函数，其数学关系如下：Nclk out K f f 2=它的频率分辨率，即频率的变化间隔为 N clk f f 2=∆ 三、ISE 软件中DDS IP Core 的调用与配置新建一个DDS 的IP Core 以后，第一页如下图：各个参数的说明如下：①、Configuration Option：配置选项，可选择相位生成器或者正弦余弦逻辑单元，或者都选上。

②、System Clock：指DDS IPCore的工作时钟，这里我选的50MHz。

③、Number of Channels：指输出通道数，如果这项的值为N，则每通路的采样率为System Clock的1/N。

④、Spurious Free Dynamic Range：指的是旁瓣抑制比，其数值为输出数据位宽的6倍。

⑤、Noise Shaping：指的是噪音抑制功能，当SFDR（Spurious Free Dynamic Range）的需求高于80dB时建议开启。

点击“Next”进入FFT IP Core设置的第二页，相关参数如下图：DDS IP Core的常用端口信号说明如下：①、CLK：输入信号，DDS模块的工作时钟，对DDS输出信号的频率和频率分辨率有很大的影响。

也是IP Core配置界面第一页中的System Clock。

②、REG_SELECT：寄存器功能选择信号，当其为0时DATA的数值控制相应通路的相位偏执，为1时DATA的数值控制相应通路的相位增量。

该引脚在输出信号的频率和相位都为可编程模式时才出现。

《微波光子雷达中线性调频信号产生技术研究》篇一一、引言微波光子雷达作为一种高精度的探测设备，在军事、民用等领域具有广泛的应用前景。

其中，线性调频信号作为雷达信号处理的核心技术之一，其产生技术的优劣直接关系到雷达的探测性能。

因此，对微波光子雷达中线性调频信号产生技术的研究具有重要的理论意义和实际应用价值。

本文将重点探讨微波光子雷达中线性调频信号的产生技术及其相关研究。

二、微波光子雷达的基本原理及特点微波光子雷达利用微波信号和光子技术进行探测和定位。

其基本原理是通过发射线性调频信号，接收目标反射的回波信号，然后对回波信号进行处理，实现目标的探测和定位。

微波光子雷达具有高精度、抗干扰能力强、探测距离远等特点，在军事侦察、目标跟踪、气象探测等领域具有广泛的应用。

三、线性调频信号的产生技术线性调频信号是一种特殊的调制信号，其频率随时间线性变化。

在微波光子雷达中，线性调频信号的产生技术主要包括直接数字合成法、基于光子晶体调制器的方法和基于微波电光转换的方法等。

（一）直接数字合成法直接数字合成法是一种常用的线性调频信号产生方法。

该方法通过数字信号处理器对波形进行编程和控制，实现线性调频信号的生成。

该方法具有灵活性高、可编程性强等优点，但受限于数字信号处理器的性能和带宽，其产生的大带宽、高精度线性调频信号仍存在一定难度。

（二）基于光子晶体调制器的方法基于光子晶体调制器的方法是一种新型的线性调频信号产生技术。

该方法利用光子晶体调制器对微波信号进行调制，实现线性调频信号的生成。

该方法具有带宽大、调制精度高等优点，但目前仍存在调制器性能和稳定性等问题需要解决。

（三）基于微波电光转换的方法基于微波电光转换的方法是另一种常用的线性调频信号产生技术。

该方法通过将微波信号转换为光信号，然后利用光电转换器件对光信号进行处理，实现线性调频信号的生成。

该方法具有高精度、高效率等优点，但需要复杂的光电转换系统和精确的时序控制。

四、研究现状及发展趋势目前，国内外学者在微波光子雷达中线性调频信号产生技术方面进行了大量的研究。