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大功率高频软开关电化学电源的设计移相全桥软开关谐振参数1引言在电化学行业中，由于其加工对象的特殊性，一般要求电源能够提供低电压、大电流的输出，而且功率要求也很大。
目前主流的电化学电源，主要是相控电源，因其使用工频变压器且开关器件晶闸管为硬开关，所以相控电源体大笨重，效率低，噪音高，动态性能差。
与传统相控电源相比，高频开关电源具有高效节能，重量轻，体积小，动态性能好等显著的优点，这些优点都是建立在其较高的工作频率之上的。
但是在硬开关条件下，开关损耗与开关频率成正比，这阻碍了高频开关电源效率的提高及其进一步高频化。
软开关技术的出现缓解了这一矛盾，但传统的ZVS 移相全桥变换器中开关管的软开关实现范围有限，难以应用于负载变化较大的场合[1]。
本文中所设计的高频开关电化学电源，额定输出功率为30kW，电压0~15V、电流0~2000A 连续可调。
该设计采用了ZVS技术，且通过系统的方法对谐振参数进行了精确计算，并在实验中逐步优化。
因此该电源显著拓宽了功率开关管的ZVS实现范围，而且效率高，工作稳定，各项指标都满足了设计要求。
2主电路拓扑的设计全桥变换器中，高压开关管两端的暂态尖峰电压被其体二极管箝位于输入电压，耐压要求较低，宜于获得大功率输出[2]。
因此，本设计选择全桥式电路作为基本拓扑，开关管选用绝缘栅双极型晶体管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）。
高频开关电源的众多优势，归根结底是由其高频化衍生而来的。
但是，功率开关管的开关损耗制约了高频开关电源工作频率的进一步提高，因此软开关技术应运而生。
目前应用较为普遍的软开关技术是零电压开关（zero voltage switch，ZVS）技术，该技术中超前桥臂和滞后桥臂均实现ZVS。
相比于零电压零电流（zero voltage and zero current switch, ZVZCS）技术和零电流（zero current switch，ZCS）技术，ZVS移相全桥逆变器结构简单，控制、驱动电路易于设计和调试，且ZVS移相全桥逆变器可以直接利用变压器漏感作为谐振电感[3]。
大功率高效简化型电解电镀高频开关电源伴随科学技术的发展，人们对开关电源的要求也越来越高。
传统的电源即电解电镀直流电源已经不再适应时代的发展需求，开发新型电源并应用于生产生活逐渐成为研究热点。
大功率高效简化型电解电镀高频开关电源是目前应用较为广泛的电源类型，能满足人们的实际需求，本文将对大功率高效简化型电解电镀高频开关电源的相关内容进行研究与讨论，仅供参考。
标签：大功率;高频开关;电解电源;电镀电源传统工频整流电源占用空间大，能耗与材料消耗严重，并且会产生一定量的谐波，影响电网的正常运行。
相比而言，高频开关电源能有效节约能源，且体积小，性能稳定，因此高频开关电源逐渐成为电解电镀行业研究的主要方向。
随着研究的不断深入，人们逐渐发现大功率高频开关电源通常会输入不可控整流，然而由于其会明显降低系统的功率因数，同时产生大量的谐波，从而引发电网污染。
学者熊飞，张军明等提出应用功率因数矫正技术来提高电流的输入效率。
下面从四个方面对当前所应用的大功率高效简化性电解电镀高频开关电源进行探讨。
1.简化型高频开关电源的拓扑结构依据当前的情况来看，大功率电解电镀高频开关的主电路主要会应用两级模式，即前级与后级，其中前级引入了AC/DC变换器，目的是将三相交流电转换为高压直流电之后稳定输出，而后级则会选择DC/DC变换器，目的是将高压直流电转换为生产生活需要的低压直流电源，但是高频开关电源的前级变换器通常会输入不可控整流，导致电流输入时发生畸变，大大降低了系统的工作效率。
若想实现高频开关电源的稳定运行，减少能源损耗与谐波污染非常关键，同时还需要提高系统的响应速度，当前已经出现了一种高效简化结构的高频开关电源（见图1），其主要包含四个组成部分，分别为半桥逆变器、三相四开关PWM 整流器、高频耦合变压器以及低压全波整流器，与典型的电解电镀高频开关电源相比，现有的电源当中半桥逆变器、三相四开关PWM整流器同时使用一个电容器，电路中的开关器件相对减少，系统的成本损耗也明显降低。
高频软开关电镀电源的设计的开题报告一、课题背景电镀工艺是工业生产中不可或缺的重要技术之一，而电源作为电镀工艺的核心设备，其不仅仅需要具有稳定的输出电压和电流，还需要具有高效、可靠和安全等特点。
而随着科技的不断发展，高频软开关技术出现，为电镀电源的设计提供了更多的选择和可能。
二、研究目的和意义本次研究旨在探究高频软开关电镀电源的设计，通过比较传统电镀电源和高频软开关电镀电源的性能，评估其设计的优劣，为电镀电源的发展提供新的思路和方向。
同时，也有助于提高电镀工艺的质量和效率，为工业生产提供更好的服务。
三、研究内容和方案1、电镀电源的基本原理和工作方式的了解2、传统电镀电源的设计方案研究3、高频软开关技术的理论研究和应用分析4、高频软开关电镀电源的设计方案研究5、性能测试和数据分析四、预期成果1、了解电镀电源的基本原理和工作方式2、对传统电镀电源的设计方案进行分析和评估3、了解高频软开关技术的理论和应用4、对高频软开关电镀电源的设计方案进行研究和优化5、完成电镀电源的设计制作，并进行性能测试和数据分析五、研究难点和解决方案1、高频软开关技术较为复杂，需要对其进行深入的理论研究解决方案：通过查阅文献资料和专家指导进行学习和掌握。
2、高频部分的设计需要解决EMC问题解决方案：合理布局电路，采用合适的滤波电路，进行EMC测试和分析。
3、如何评估高频软开关电镀电源的优劣解决方案：通过性能测试和数据分析，对传统电镀电源和高频软开关电镀电源进行比较和评估。
六、预期工作进度第一阶段：对电镀电源的基本原理和工作方式进行了解和掌握，选定传统电镀电源作为研究对象。
第二阶段：对传统电镀电源的设计方案进行分析和评估，了解其优缺点。
第三阶段：对高频软开关技术进行理论研究和应用分析，确定高频软开关电镀电源的设计方案。
第四阶段：进行高频软开关电镀电源的设计和制作，并进行性能测试和数据分析。
第五阶段：总结成果，撰写论文并进行答辩。
电力高频开关电源的设计与分析作者：时东阳来源：《消费电子》2021年第10期在当前的社会环境中，信息技术的发展速度十分迅猛，这也使得各种各样的电子设备得到了广泛的普及应用，而无论何种电子设备，其都需要稳定的电源提供支持。
而线性电源就属于一种常用的电源，然而，线性电源自身所具备的缺点也十分明显，其内部输入电压的有效范围相对较窄，输出的电压也必须要低于输入电压，并且其整体体积相对较大，在某些特殊场合当中无法达到基本的使用需求。
而开关转换器则是通过开关管，对基本的开合状态进行更加全面的控制，使得电能的各种形态能够更好地适用于开关当中，确保输入电压能够稳定控制在一定范围当中，同时，在开关电源进行正常工作的过程中，也可以采用高频的DC/DC转换器，使得开关电源转换器能够具备高频化特征，这就形成了高频开关电源。
（一）标准化以及模块化开关电源设备的标准化转变，使得开关电源的应用范围更加广泛，这也进一步突出了开关电源标准化发展的重要作用。
而实现开关电源标准化发展的关键就在于整合不同用户所提出的基本需求，并针对性地制定出相应的要求内容，以此为基础来对研制生产环节加以规范，同时，标准化还能够更好地协调科研、生产以及使用三者之间的具体关系，确保开关电源系统自身具备更加科学合理的指标性能。
而电力高频开关电源的模块化。
主要就是将部分具备着特殊功能的电路进行集成处理，实现最佳的性能，提升整体资源利用率，而在当前的社会环境中，整体集成度也呈现出一种不断提升的状态，而将电力高频开关电源当中一些特殊功能有效集成在一起，能够强化其总体性能，在便于群众使用的同时，提高应用系统自身的稳定性。
（二）数字化以及智能化电力高频开关电源设备的数字化发展，就是将现代化的数字信号应用到其中，以此来代替传统的模拟信号，从而更好地完成一些制定功能。
而在当前嵌入式的发展模式当中。
可以明显看出开关电源数字控制以及模拟控制这两种现代化技术，其必然会在未来的发展进程中处于一种长期共存的状态，这也进一步突出了数字化发展的重要性。
高功率因数的大功率开关电镀电源研究1·引言传统电镀电解直流电源采用晶闸管相控整流模式，导致电网侧谐波大、功率因数低。
现代电镀电解开关电源采用二极管整流-IGBT逆变桥-高频变压器耦合-低压整流的拓扑结构，具有体积小、效率高、直流电压纹波小的优点，但直流母线采用大电容滤波，同样会导致网侧电流畸变、功率因数降低。
鉴于电镀电源要求输出直流低电压和大电流，设计的电源采用电压空间矢量控制三相PWM整流器，从而实现了功率因数校正。
采用IGBT全桥逆变，高频变压器耦合输出，最后通过倍频整流和LC滤波，使直流输出电压的质量和装置能量密度显著提高。
文中介绍的电镀用开关电源，其满载输出功率为60kW，输出电压为12V，输出电流为5kA，且连续可调。
通过采用三相PWM整流技术控制相电流实现正弦波。
理论分析、仿真及实验表明，该电路实现了输入电流的高功率因数整流和低电流畸变，有效抑制电镀电源的网侧电流谐波。
同时采用全桥零电压软开关控制方式，有效减少了功率损耗。
2·主电路拓扑结构鉴于大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构。
图1示出电源主电路，包括：工频三相交流电输入、整流桥、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。
其中，C1为小电容，用于滤除尖峰脉冲带来的毛刺；C2为大容量电容；VTi（i=1～4）构成全桥逆变器；Cz为防止变压器发生磁偏的隔直电容。
尽管目前广泛采用软开关技术实现大功率开关电镀电源的设计方案比以前晶闸管相控整流方式效果更佳，但仍存在损耗大、功率因数低以及谐波等问题，故三相功率因数校正成为研究热点。
为此，在设计中增加了功率因数校正环节，从而有效地提高了电源的功率因数和效率。
3·三相PWM高功率因数整流环节三相PWM高频整流电路的主要原理是通过对PWM整流电路的适当控制，使输入电流非常接近于正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，因此，该整流电路可称为高功率因数整流器。
新型模块式高频高压大功率开关电源的设计1、问题的引出 1.1 电力电子技术的发展在电力电子技术中，开关电源占有重要地位，而现代电力电子技术的繁荣与开关电源（特别是高频开关电源）的发展紧密联系在一起，则高频化是现代电力电子技术焦点之一。
但现代高频开关电源技术的进步得力于新理论、新技术、新器件、新材料的支持。
其应用空间迅速扩展，除了计算机、电机变频控制、电悍、电镀、电感加热、超声波加工（清洗）等所用的变流设备在原有基础上升级换代外，荧光灯和新型电光源的镇流器，现代办公设备、通讯装置、运载工具、移动军事装置、航空、航天、航海装置等，都开始将注意力转向以高频变换为代表的现代电力电子技术，许多新的应用领域中其热点也陆续发展并选中高频开关电源(DC/AC)。
1.2 市场的需要在上述这些应用领域中很重要的是要求高可靠的高频高压大功率的开关电源。
根据现代电力电子技术关于高频电源电路应集成化、智能化及模块化的又一特点，纵观目前市场，由于国内在此方面起步较晚，因而具备这一特点的高可靠高频大功率开关电源还处于开发研制(包括国外厂商在内)之中，即使有,也只是AC_DC 或DC_DC 的±48v、±24v等常用通讯用的开关电源。
面对这新的桃战和机遇，我们采用了日本联美兰达（NEMIC- LAMBDA）公司产的PF1000A-360 型AC/DC 功率变换模块和IPM-4M 型全桥式DC/AC 高频大功率变换模块并将其前后级相连又与高频大功率脉冲变压器T 等一起组合而成新型模块式高频(22-25)KHZ 高压(100V-120V)大功率（1000W）开关电源, 并作为信号源(或称超声波发生器)与换能器匹配组合成高声高强度超声波管道清洗机。
值此，该新型高频高压大功率开关电源设计方案作一分析介绍。
tips:感谢大家的阅读，本文由我司收集整编。
仅供参阅！。
大功率高频开关电源的设计要点摘要开关电源设计需要综合分析电力电子、电磁学、微电子技术、热力学等多门学科，具有较强的综合性。
同时电源为电力设备正常运行的核心，尤其是现在资源需求与环保节能理念下，需要在原有基础上，对开关电源设计方法进行更为深入的研究。
本文重点分析了大功率高频开关电源设计要点。
【关键词】大功率高频开关电源系统设计开关电源即交互式电源，为高频化电能转换装置，可以利用不同形似架构，将一个准电压转换成用户端需要的电压或电流。
大功率高频开关电源现在已经被广泛的应用到军工设备、LED照明、通讯设备、科研设备、电力设备等领域，具有功耗小、效率高的优点。
在对其进行设计时，需要结合其运行原理，确定系统各环节设计要点，对各节点功能进行优化。
1 大功率高频开关电源1.1 开关电源特点电气设备容量持续增大，为满足实际应用需求，市场上逐渐出现更多的大功率高频开关电源，同时与传统开关电源相比，还可以有效降低对电网的影响，更符合节能环保发展理念。
另外，开关电源的高频化设计，可以进一步减小其体积大小，并可根据实际需求来灵活控制电容、电感容量，将生产成本控制到最低。
因此，在对大功率高频开关电源进行设计时，需要充分发挥出其所具有的优点，便于更好的满足实际发展需求。
1.2 开关电源原理基于线性开关，开关电源开关管工作处于开关状态，将基础降压电路作为例子进行分析，确定开关电源工作过程与所处状态。
如图1所示，当开关处于闭合状态时，持续电压将会对电感LO两端产生作用，电感电流将呈直线上升趋势，可用公式表达：iL（on）=（Vin-V out）ton/L。
当开关处于开通状态时，电能将被存储在电感中，来满足关断时间内对负载的输出需求，其中存储能量可用公式表示：Estored=1/2Lo （I2pk-I2min）。
开关断开后，电感Lo输入端电压会降为零，电感上能量需要通过续流二极管D维持负载，整个区间内电感电流可以用公式描述：iL（off）=（V out-VD）toff/L。
高频大功率开关电源结构的热设计摘要：随着大功率开关电源功率密度的不断提高，合理的热设计是保证电源可靠工作的前提条件。
目前，开关电源的热设计主要根据设计者的实际经验，部分经验公式也只是适用于某些特定情况，不具有普遍性。
因此，如果没有准确把握电源结构的热设计原则，仅以热电偶、红外测温等热控手段进行保护，难免存在电源局部过热的故障隐患。
通过电源结构热设计方法，给出风机和散热片的详细设计方案，通过热场模拟分析进行电源结构的设计。
关键词：开关；电源；热设计随着电力电子设备的小型化发展趋势，开关电源的功率密度不断提高，电源的可靠性面临着严峻的挑战。
如果电源结构设计不当的话，运行时有可能因为温度过高、机械振动、电磁干扰等造成故障。
因此，电源结构设计的好坏直接影响到电源系统能否长时间稳定工作。
由于开关电源的大部分损耗都转化为热量，电源的散热效果与电源的结构设计密切相关。
如果电源结构设计不当，那么开关器件所产生的热量将不能及时排出，开关器件的失效率将随着温度升高而大幅增大，严重时还会因温度过高而烧毁开关器件，直接影响到电源的寿命和可靠性。
一、高频开关电源的热设计1、损耗分析。
大功率高频开关电源交流输入为三相380V，直流输出为15V/2kA，主电路包括输入整流、高频逆变以及输出整流三个部分。
其中输入整流采用三相整流桥；高频逆变采用移相全桥逆变电路，且选用大电流、低饱和压降的IGBT；输出整流采用全波不可控整流电路，且输出整流二极管选用反向恢复时间短、功耗低的肖特基二极管。
由于输出电流比较大，且为了提高功率密度，高频变压器和输出整流器采用并联的设计方案，如图。
（1）输入整流器损耗。
由于电源的输入电压为交流380V，整流滤波后的输出电压最大值约为540V，故输入端三相整流桥可选用6RI100G-160，其损耗PR可以根据该型号器件手册上的功耗-电流曲线图读出，结果为PR=250W。
（2）逆变电路损耗。
逆变电路的功率开关器件实际是由IGBT和续流二极管组成。
电镀用开关电源介绍及相关技术详解
1 引言
在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。
电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。
目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。
其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。
本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A 连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。
2 主电路的拓扑结构
鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路如图1 所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI 滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC 滤波器等。
大功率电镀高频开关电源的设计分析1 电镀行业对电镀电源的技术要求电镀行业的重大关键设备是电镀电源，其性能的优劣直接影响到电镀产品工艺质量的好坏；同时，电镀行业最主要的能量消耗是电源，因此高品质的电源是电镀业节能增效的决定性因素，对电网的绿色化也有重要影响。
在电气性能方面，电镀电源属于低压大电流设备，要求操作简便、能承受输入端的突变和输出端短路，以及操作过程过载的冲击。
还由于电源设备工作在酸碱、潮湿等恶劣环境下，对电镀电源的稳定性、可靠性、抗干扰性、耐腐蚀性等要求也显得更为重要。
这些，都是设计电镀电源必须考虑的重要因素。
高频开关电源与传统工频整流电源相比，具有高效节能约20%~30%、省材约80%~90%、功率密度大（输出1A电流传统电源需要制造材料0.5kg~1kg，而开关式电源只需要0.06kg~0.12kg），而且动态特性和控制调节特性好，制造过程占地少、加工量少等特点[1]。
电镀电源要求输出功率大（通常输出电流要2000A以上），电镀行业推广应用开关式电源对节能、节省资源都是有显著效果的措施。
2 电镀电源的主电路结构电镀电源在满足其电气技术要求的条件下，应该尽量采用结构简单、稳定可靠的技术方案。
而高频开关电源要获得大功率输出，也要从电路结构设计的各方面都要采取相应的措施，来保证大功率输出的要求。
因此，其工作电源直接选用380V的三相交流电源。
经过三相桥式整流，滤波，作为开关电源的输入电源。
由于要求输出大功率，主回路功率变换器要采用桥式电路才能实现。
因为桥式电路使得高频变压器只需要一个原边绕组，通过正向、反向的电压，得到正向、反向的磁通，变压器铁芯和绕组利用最佳，效率、功率密度都较高；另外，功率开关承受的最大反压可以不超过电源电压；利用四个反接在功率开关两端的体二极管，无须设置能量恢复绕组，变压器的反激能量就可以恢复利用[2]。
所以功率变换器选择桥式电路结构。
主电路结构。
图中L C改为斜体，电容改为平行线3 使用软开关变换器方案的必要性在功率变换器使用桥式电路结构的条件下，根据开关器件的开关状态，通常可以将开关型功率变换器分为两大类：硬开关变换器和软开关变换器。
以PWM脉冲宽度调制变换器为例，它通过改变开关接通时间的长短，即改变脉冲占空比来实现对输出电压和输出电流的调整，PWM开关技术以其电路简单，控制方便而获得了广泛的应用。
通常DC/DC变换器的桥式主电路结构原理图。
图中符号改为斜体，二极管改为空心通直线早期的PWM开关技术，其电子开关是一种“硬开关”，。
即功率开关管的开通或关断是在器件上的电压或电流不等于零的状态下强迫进行的，造成电路的开关损耗很大，硬开关变换器由此得名。
正是由于电路的开关损耗很大，使得PWM开关技术的高频化、大功率工作受到了许多的限制[3]。
由于硬开关限制了变换器的输出功率和开关频率的提高，硬开关条件下的开关电源输出功率一般小于10kW，工作频率为20kHz左右。
针对硬开关PWM变换器的不足，八十年代末，一种新的开关变换器——移相PWM控制软开关变换器被提了出来，并得到广泛的研究。
脉宽调制软开关技术(SPWM)的问世，推动大功率逆变技术的研究与应用水平又上了一个新的台阶。
脉宽调制软开关技术综合了传统脉宽调制技术和谐振技术的优点，仅在功率器件换流瞬间，应用谐振原理，使开关变换器开关器件中的电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化。
在电流自然过零时，使器件关断；或电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零，从而实现零电压或零电流转换。
而在其余大部分时间采用恒频脉宽调制方法，完成对电源输出电压或电流的控制。
因此，开关器件承受的电流或电压应力小，可使开关频率提高到兆赫的水平。
在这种思想的引导下，国内近10年来，脉宽调制软开关技术在功率逆变电路中应用逐渐占据主导地位。
加上DC/DC开关变换器的电路拓扑结构的多样性，两者的结合使得当前应用的软开关功率变换器的电路日益增多。
对于要求大功率输出的高频电镀开关电源，应该选用软开关功率变换器。
4 移相控制软开关控制方式工作原理移相控制方式是近年来在全桥变换器中使用最多的一种软开关控制方式，它是谐振变换技术和PWM技术的结合。
其工作原理为每个桥臂的两个开关管1800互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。
通过调节移相角的大小来调节输出电压的脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的。
各开关管的驱动信号。
移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件。
漏电感储存的能量对功率开关管的两端并联的输出电容充放电来使开关管两端的电压下降到零，使电路的四个开关管依次在零电压下导通，在缓冲电容的作用下零电压关断，从而有效的降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、效率，降低尺寸及重量提供了良好的条件。
同时，还保持了一般全桥电路中的结构简单、控制方式简洁、开关频率恒定、元器件的电压电流应力小的优点。
要实现PWM DC/DC全桥变换器的软开关，必须引入超前桥臂和滞后桥臂的概念，定义斜对角两只开关管中先关断的开关管组成的桥臂为超前桥臂，后关断的开关管组成的桥臂为滞后桥臂。
超前桥臂只能实现零电压开关ZVS，并且很容易实现零电压开关，不能实现零电流开关ZCS。
滞后桥臂可分别实现ZVS和ZCS。
根据超前桥臂和滞后桥臂实现软开关方式的不同，可以将软开关PWM全桥变换器分为两大类：一类是ZVS PWM全桥变换器，其超前桥臂和滞后桥臂都实现ZVS。
无论是超前桥臂还是滞后桥臂，为了实现ZVS，有必要在开关管两端并联电容，或者利用开关管自身的输出电容;另一类是零电压零电流开关(ZVZCS)PWM全桥变换器，其超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS，对于滞后桥臂，为了实现ZCS，不能在开关管两端并联电容。
它们均采用移相(Phase一shift)控制方式[4]。
为了使大功率电镀开关电源更好地适应电镀生产的恶劣环境，笔者选用了结构比较简单可靠的ZVS移相全桥变换器。
ZVS移相全桥变换器超前臂和滞后臂都实现零电压开关(ZVS)。
由于变压器原边漏感和输出滤波电感的存在，超前臂关断时电流不会突变，只能实现ZVS。
同样，由于变压器原边漏感的存在，滞后臂关断(或另一只开通)时，如果不设法使电流复位(减小至0)的话，也只能实现ZVS。
实现的方法同样是在其开关管两端并联电容。
ZVS移相全桥变换器的原理图。
为了更好地理解其工作原理，在分析ZVS移相全桥变换器工作原理之前，先作如下假设:① 所有开关管、二极管均为理想器件；② 除特别指定外(如变压器漏感)，所有电容、电阻、电感、变压器均为理想元件；③ 与开关管并联的电容中，Cl=C3，C2=C4；④ 输出滤波电感L远大于变压器漏感，即L>>Lk。
ZVS移相全桥电路在主功率管Ql、Q4导通切换到Q3、Q2导通的半个开关周期中，要经历6个开关模态。
其中a b两点间电压Vab。
变压器原边电流ip和整流桥输出电压Vrect的波形。
分述如下。
图中二极管改为空心通直线，电容为平行线（1）开关模态1[t-，t0] 时刻：t0时刻之前，Ql、Q4导通。
原边电流经Ql，主变压器原边，Lk，Q4向副边传输能量。
a b间电压Vab=Vi，原边电流ip线性上升。
（2）开关模态2[t0，t1]时间段：t0时刻，Q1关断，由于有C1的存在， Ql电压不能突变，电压缓升，是零电压关断。
Ql关断后，a b间电压Vab开始迅速下降，但是仍大于0，故此时副边仍工作在整流状态。
可认为输出滤波电感L与原边漏感Lk串联。
因为电感电流不能突变，所以ip仍按原方向流动，并逐渐减小。
电流ip给Cl充电，给C3放电。
Vab在tl时刻减小到0。
（3）开关模态3[t1，t2]时间段：t1时刻，C1充电，C3放电均结束，Vab减小到0。
Q3的反并二极管D3自然导通。
此[t1，t2] 时间段中开通Q3，则Q3是零电压开通。
开通Q3时，由于原边电流方向不变，Q3上不会立即有电流流过。
原边电流ip仍然流过D3，主变压器原边，漏感Lk 和Q4，形成环流。
（4）开关模态4[t2，t3]时间段：t2时刻关断Q4以后，原边电流ip给C4充电，给C2放电。
由于Vab= -Vc4，副边整流管D2和D3开始导通，这使得整流桥工作在四只管子都导通的续流状态。
在反向电压的作用下，ip下降速率增大。
（5）开关模态5[t3，t4]时间段：t3时刻，C2放电至0，C4充电至Vi。
Q2的反并二极管D2自然导通。
这个时间内开通Q2，则Q2是零电压开通。
此外，原边电流ip在-Vi的作用下，迅速下降。
（6）开关模态6[t4，t5] 时间段：原边电流ip在-Vi的作用下减小至0并反向增加，但这时的原边电流很小，无法向负载输送能量，因此副边整流管仍然工作在续流模式下，直至t5时刻，原边电流反向增大，足以给负载供电。
此后原边电流经回路Q2，漏感Lk，主变压器原边，Q3向负载供电，切换过程结束。
5 ZVS移相控制软开关控制方式存在的问题由以上分析可以看出，ZVS移相全桥变换器要实现软开关，必须在有限时间内有足够的电流抽取开关管并联电容(附加并联电容与结电容之和)上的电荷，使开关管两端电压下降至0。
既然ZVS移相全桥变换器软开关的实现与原边电流有关，那么在负载较轻的情况下，原边电流较小，使得零电压开关难实现，这是ZVS移相全桥变换器最大的缺点。
实际上超前臂和滞后臂实现软开关的条件有所差别。
超前臂开关时，副边整流管工作在整流状态，输出滤波电感相当于串联在原边漏感上，电流变化率小，开关管并联电容上的电荷抽取速度快。
滞后臂开关时，副边整流管工作在续流状态，只有原边漏感维持原边电流，电流变化率大，开关管并联电容上的电荷抽取速度慢。
因此滞后臂软开关实现较超前臂为困难，这也是ZVS移相全桥变换器的缺点。
为了让滞后臂实现ZVS更加容易，增大原边电流成了最直接的想法。
原边电流的增大可以用增加励磁电流，或增大漏感(或外加的谐振电感)来实现。
[t2，t4]时间段，主变压器原边的电流尚未衰减到零、或恰好衰减到零，变压器初级处于续流状态,其两端的电压为零；[t4，t5]时间段，开关功率管Q2、Q3刚刚要开又未完全开通。
从变压器退出续流状态，到t5时间后开关管完全开通，变压器并不输出电压，该段时间(图6阴影部分)即为丢失的占空比。
占空比丢失是因电感剩余储能造成的。
由于电感储能和流过电流的平方成正比，故重载时占空比丢失较为严重。
即在原边承受方波电压时，由于支路上电感的存在，原边电流较小，无法向副边输送能量，反映为副边输出的占空比较原边为小。
