CFA_交叉场天线的分析

天线的分析报告1. 引言天线是无线通信系统中至关重要的组成部分。

它能够传输和接收无线信号，并将电能转换为电磁波辐射或从电磁波中提取能量。

在本文档中，我们将对天线进行分析和评估，以了解其性能、特性和应用。

2. 天线的基本原理天线根据其工作原理可以分为两类：发射天线和接收天线。

发射天线将电能转换为电磁波辐射，使其能够传输信号。

接收天线从电磁波中提取能量，并将其转换为电信号。

常见的天线类型包括偶极子天线、喇叭天线、补偿天线等。

3. 天线的参数和特性3.1 增益天线的增益是评估其向特定方向辐射或接收信号能力的参数。

增益越高，天线在特定方向上的信号传输或接收效果越好。

3.2 方向性天线的方向性指其辐射或接收信号的范围和方向。

有些天线是全向的，即在所有方向上都能接收或辐射信号，而其他天线是定向的，只在特定方向上有较强的接收或辐射能力。

3.3 阻抗匹配阻抗匹配是指天线与传输线之间的电阻匹配情况。

阻抗不匹配可能导致信号的反射和损耗。

因此，天线的阻抗特性需要与传输线的阻抗相匹配，以确保信号的有效传输。

3.4 频率响应天线的频率响应是指天线在不同频率下的工作能力。

天线应具备较宽的频率响应范围，以适应不同频率的信号传输和接收需求。

4. 天线的设计和优化天线的设计和优化过程通常涉及有限元仿真和实验验证。

通过仿真软件模拟天线的电磁场分布和性能参数，可以快速评估设计方案的优劣。

实验验证通常通过天线测试台进行，以验证仿真结果的准确性及天线的实际性能。

5. 天线的应用领域天线广泛应用于无线通信、雷达、卫星通信、无线电广播等领域。

不同的应用场景和需求会对天线的性能参数提出不同的要求，因此需要根据具体需求选择合适的天线类型和配置。

6. 总结通过对天线的分析和评估，我们深入了解了天线的基本原理、参数和特性。

天线是实现无线通信的关键部件，其性能和设计优化对整个通信系统的性能和可靠性至关重要。

在未来的发展中，我们可以期待更高性能、更多功能的天线应用于各个领域，推动通信技术的不断进步。

阵列天线分析与综合复习第一章 直线阵列的分析1. 阵列天线的分析是指：在知道阵列的四个参数（单元总数，各单元的空间分布，激烈幅度和激烈相位）的情况下确定阵列的辐射特性（方向图，方向性系数，半功率波瓣宽度，副瓣电平等） 阵列天线的综合是指：在已知阵列辐射特性的情况下，确定阵列的四个参数。

2. 能导出均匀直线阵列的阵因子函数sin(/2)()cos sin(/2)Nu S u u kd u βα==+(1) 平行振子直线阵，振子轴为z 轴方向，沿x 排列时，阵轴与射线之间的夹角为cos cos sin x βϕθ= ；沿y 轴排列时，cos sin sin y βϕθ=。

(2) 共轴振子线阵，一般设阵轴为z 轴，此时cos cos z βθ=(3) 什么是均匀直线式侧射阵（各单元等幅同相激烈，等间距最大指向/2θπ=）■沿x 轴并排排列，振子轴为z 轴的半波振子直线阵，侧射时的最大指向为y 轴方向■沿z 轴排列的共轴振子直线阵，侧射时的最大指向在xy 平面上■并能导出激励幅度不均匀、间距不均匀、相位非均匀递变的直线阵阵因子 3. 均匀侧射阵和端射阵(1) 什么是均匀侧射阵和端射阵，他们的阵因子表示是什么？ (2) 最大辐射方向及最大值。

max 0cos m S NI kd αβ=⎧⎪⎨=⎪⎩0/2m m αβπαβ=⎧⎨±=⎩侧射＝端射＝kd(3) 抑制栅瓣条件：1cos md λβ<+ /2d d λλ<⎧⎨<⎩侧射端射(4) 零点位置：cos cos /on m n Nd ββλ=±(5)主瓣零点宽度：()2/()bo bo BW Nd BW λ=⎧⎪⎨=⎪⎩侧射阵端射阵(6) 半功率波瓣宽度侧射阵：o ()51/()0.886/()h BW Nd Nd rad λλ==端射阵：o ()()()h BW rad ==扫描阵：o ()51()sin h mBW Nd λβ=(7) 副瓣电平能证明均匀直线阵的副瓣电平13.5SLL dB =-。

第18卷第1期2009年3月计算机辅助工程Computer A ided EngineeringVol . 18No . 1Mar . 2009・安世亚太软件应用・文章编号:1006-0871(2009 0120073205阵列天线的FEK O 仿真分析刘源, 焦金龙(安世亚太科技(北京有限公司, 北京100026摘要:为在有限的硬件资源下, 对复杂单元的大规模阵列天线进行有效分析,提出采用FEK O 软件分析任意大规模阵列天线的有效方法. 首先应用FEK O 进行相控阵分析, 然后根据阵列天线的单元激励方向图(Active Ele ment Pattern, AEP 进行阵列天线FEK O 仿真分析. 实例表明, 在普通硬件资源条件下, FEK O 仿真分析可以在考虑单元互耦等实际因素的影响下, 分析任意大规模阵列的方向图和端口特性等指标.关键词:阵列天线; 单元激励方向图; 互耦; FEK O 中图分类号:U441. 5; U444. 18; T B115文献标志码:S i m ul a ti on tenna usi n g FEK OI U Yuan, J I A O J inl ong(PERA Tech . (Beijing Co . , L td . , Beijing 100026, ChinaAbstract:To i m p le ment the effective analysis of large 2scale array antenna with comp licated ele ments under the conditi on of li m ited hardware res ources, an effective method is p r oposed t o analyze arbitrary large 2scale array antenna by using FEK O. The phased array is analyzed . By intr oducing the concep t of Active Ele ment Pattern (AEP , an array antenna is si m ulated by FEK O. The app licati on indicates that the radiati on pattern and i m pedance of arbitrary large 2scale array antenna can be si m ulated and analyzed by FEK O under the nor mal conditi on of hard ware res ources, while considering the influence of the mutual coup ling bet w een the elements and s o on .Key words:array antenna; active ele ment pattern; mutual coup ling; FEK O收稿日期:2009202202修回日期:2009203204作者简介:刘源(1978— , 男, 北京人, 博士, 研究方向为电磁仿真分析、阵列综合和阵列信号处理等, (E 2mail yuan . liu@peraglobal . com0引言阵列天线[1]是由不少于2个天线单元规则或随机排列, 并通过适当激励获得预定辐射特性的1类特殊天线. 阵列可由各种类型的天线组成, 数目可以是2个甚至几十万个. 通过选择和优化阵单元的结构形态、排列方式和馈电幅相特性, 阵列天线能够实现单个天线难以提供的优异特性, 如更高的增益、方位分辨率、系统信噪比等指标, 因此在雷达和通信等领域被广泛地应用.在仿真分析阵列天线的过程中, 由于阵列天线孔径很大, 经常会达到数十、上百个波长, 计算过程中会划分大量网格, 产生大量未知量, 给仿真分析带来很大困难.1FEK O 简介FEK O 是针对天线分析、天线布局及RCS 等分析而开发的专业电磁场分析软件. 它从严格的电磁场积分方程出发, 以经典的矩量法(Method of Moment,MOM 为基础, 采用多层快速多极子(Multi2Level FastMulti poleMethod, MLF MM 算法在保持精度的前提下大大提高计算效率, 同时将矩量法与经典的高频分析方法(物理光学(Physical Op tics, P O , 一致性绕射理论(Unif or m Theory of D iffracti on, UT D 完美结合起来, 非常适合于分析开域辐射和雷达散射截面(Radar Cr oss Secti on, RCS 领域的各类电磁场问题.对于电大尺寸类问题, FEK O 具备强大的分析能力, 因此在阵列天线分析中的性能非常好.2应用FEK O 进行相控阵分析考虑如图1所示的阵列形式. 该阵列由30×4个半波振子构成, 各阵元间距均为半波长. 其中, 沿x 方向的4个单元构成子阵, 采用端射阵加权方式, 即整个阵列由30个阵元间距为半波长的端射阵构成. 端射阵的方向图可直接通过FEK O 计算得到, 见图2.图1偶极子阵列模型图2端射阵方向首先考虑均匀加权时的情况. 通过在FEK O 中对各阵元添加端口, 加入激励和负载等, 可直接计算得到阵列方向图(见图3 , 可计算得到方向性系数为19. 6dB.在实际工程中, Chebyshev [2]阵列也是常用的形式之一, 可以在FEK O 中调整各单元的加权幅度及相位实现不同主瓣指向的Chebyshev 阵列. 图4为主瓣指向180°方向, 即构成旁射阵时, 控制旁瓣为-30dB 时的阵列方向图. 图5为主瓣指向210°, 同样旁瓣为-30d B 的阵列方向图.图3均匀加权时阵列方向图4Chebyshev旁射阵方向图5主瓣扫描时的Chebyshev 方向上述结果表明, 通过FEK O 软件能够进行相控阵的分析及设计. 由于采用矩量法进行计算时无须对空气进行网格剖分和设置边界条件等, 所以对上述30×4的阵列进行仿真, 仅需要14MB 的内存, 在20s 内就能完成.47计算机辅助工程2009年3阵列天线单元激励方向图综上所述, 已经看到可以在FEK O 中快速进行相控阵的分析和设计. 上例采用的单元形式为线天线, 在应用矩量法分析时, 未知量很小, 耗费内存也很小. 若考虑单元为面天线或其他复杂天线形式, 仍可能产生大量未知量, 对计算机硬件要求非常高.在FEK O 多种激励模式中, 包含等效源(在CADFEK O 中可直接定义, 也可在ED I TFEK O 中应用AR 卡的激励模式, 可读入计算或测量得到的方向图作为激励源. 下面利用这一特点进行超大阵列及复杂阵单元构成阵列的仿真分析.对于任意类型的N 元阵列, 其方向图F (θ, < =w H・v (θ, <(1 式中:w =[w 1, w 2, …, w N ]T为阵列的加权向量; v (θ, < 为阵列导向矢量; 上标H 和T 分别表示共轭转置和转置. 若各阵元的方向图为g k (θ, < , k =1, 2, …, N , 则有v (θ, < =[g 1(θ, < exp (j 2πf 0τ1 , …,g N (θ, < (f 0N 2式中:f 0为工作频率; τk (…, .根据文献[3]引入单元激励方向图(Active Ele ment Pattern, AEP 的概念. 阵元q 接归一化信号源, 其他单元接阻抗值与信号源相同的无源负载, 这种工作模式称为阵元q 的单元激励模式, 用e q (θ, < 表征阵元q 的AEP, 则阵列的方向图[3]F (θ, < =∑Nq =1w q ・e q (θ, < ・ej2πf 0τq (3AEP 与一般意义上的单元方向图不同, 最重要的差别在于一般使用的单元方向图均为单个天线单元的方向图, 而AEP 则是在考虑其他阵元的影响、考虑互耦的前提下得到的单元方向图. 由于各无源单元的负载阻抗与阵列实际工作时的信号源阻抗相同, 因此AEP 不仅考虑单元互耦的影响, 而且考虑天线单元端口与信号源间的失配影响. 在通过计算或者测量得到AEP 后, 可以采用多种方法进行阵列综合[4, 5], 这样得到的阵列综合已充分考虑互耦影响. 因此, 如果由式(3 得到各个单元的e q (θ, < , 即可以得到真实的阵列方向图.下面利用AEP 的概念计算阵列方向图.4基于AEP 的阵列天线FEK O 仿真分析首先考虑如图6所示13×3的阵列. 为说明采用的分析方法, 这里仍旧采用线天线构成的阵列.单元均为半波振子, 阵元间距均为1/4波长.图6偶极子阵列2模型仍然将该阵列视为由13个单元(3个偶极子构成的端射阵构成, 且按图中所示排列. 并称之为阵元1, 阵元2, ……, 阵元13. 按上述AEP 的定义, 通过对阵元1加激励, 其他各阵元均加负载即可计算得到阵元1的AEP . 1的AEP , 因此在计算AEP , . , 3个, 4个和51的AEP, 并将计算到的方8中. 图中, endfire 是阵元1单独存在时的方向图; t w o more endfire 对应图7中模型1的方向图; with 3endfire 对应图7中模型2的方向图; with 4endfire 对应图7中模型3的方向图.图7阵元1AEP的计算模型图8阵元1AEP 的确定由图8可见, 模型3和模型4的结果已经较好重合, 这表明阵元4对阵元1的影响很小, 可以忽略(相应的阵元5到阵元13与阵元1的耦合也很小, 可以忽略 , 所以可以将模型2中单元1的AEP 作为整个阵列阵元1的AEP . 因此, 可以采用阵元1到阵元7构成的7元阵列(见图9 , 来等效计算得到实际阵列各个阵元的AEP . 其中, 各阵单元记为a 1, a 2, …, a 7, 则图6中阵元1的AEP 对应于a 1的AEP; 阵元2对应于a 2;阵元3对应于a 3; 阵元4到阵元10的AEP 均对应于a 4的AEP; 阵元11对应于a 5; 阵元12对应于a 6; 阵元13对应于a 7.图9偶极子阵列3模型在FEK O 中, 各阵元的AEP 在计算时可被分别自动存为扩展名为ffe 的数据文件, 并可在后续计算中以等效源的方式(CADFEK O 中radiati on point s ource 的激励模式被读入. 按上述方式读入各阵元的410位置上读入的均为图的 , 各阵元读入时选择的空间位置已经包含式(3 中的相位信息.图10等效源构成的13元阵列按图10所示计算得到的方向图即为根据式(3 得到的阵列方向图, 采用均匀加权激励的结果见图11. 在图11中, “fullarray ”是应用FEK O 对整体阵列进行仿真分析的结果; “equivalent ”是采用上述方法, 通过等效源的方式得到的结果. 可以看出两者的结果完全重合. 这种方法充分考虑单元间互耦的影响, 并能够对等效源构成的阵列进行相位和幅度加权, 实现相控阵. 采用这种基于AEP 的方法, 实际上只对少量单元(此例为7个进行网格剖分, 从而计算出整体阵列的方向图. 由这种方法能够得到任意多个(此例为13个同样单元(此例为3元端射阵按照等间距(这里为1/4波长组成阵列的方向图, 并且实际参与计算的单元数并不随着阵列规模的增大而增加. 因此, 对于复杂形式单元构成的大规模阵列, 该方法能够在得到有效计算结果的前提下, 极为显著地减小计算规模及内存需求.图11阵列方向对该方法的具体归纳如下:(1 确定计算AEP所需的最小阵元数; (2 计算由最小阵元数所构成阵列的各阵元的AEP; (3 通过等效源的方式, 计算阵列的方向图.下面考虑图12所示的16×4微带阵列. 阵单元采用FEK O . 4例10, 工作频率为3GHz . , O 中的快速多, 12G B.图12微带阵列模型对于该阵列, 将纵向的4个单元作为子阵. 按照上述分析步骤, 首先确定所需最小阵元数为9个, 并分别计算9个子阵构成阵列的各单元的AEP, 用p 1, p 2, …, p 9表示. 随后, 以等效源的方式读入, 图12中阵元1对应p 1, 阵元2对应p 2, 阵元3对应p 3, 阵元4对应p 4, 阵元5到阵元12对应p 5, 阵元13～16分别对应于p 6, p 7, p 8, p 9. 最后, 对等效源构成的阵列进行计算, 结果见图13和14. 图13和14分别是在xO z 面和xO y 面上对阵列实际建模分析计算的结果(full array 以及采用基于AEP 的等效源方式(equivalent 计算的结果. 从结果可见, 等效源的结果已与实际阵列的仿真结果较好地吻合, 完全能图13xO z 面方向图图14xO y 面方向够满足工程计算的要求, 所需内存仅为6. 5G B (直接计算需要内存12G B , 并能够得到任意多个这样的4单元子阵所构成的阵列. 同时, 在计算过程中并不需要引入子阵的概念. 例如, 仍考虑阵单元为FEK O 5. 4例10的微带天线组成的25×25的阵列, 可以取出5×5的阵列来进行计算, 分别计算各阵元的AEP (共25个 , 随后通过等效源的方式依次读入, 得到整个25×25阵列的方向图. 由于E D I TFEK O 中提供循环操作的文本输入方式, 使得多次读取文件非常易于操作.5总结首先以实例表明FEK O 在阵列天线分析方面的良好性能, 继而引入AEP 的概念, 提出在FEK O 中对大规模阵列进行分析的有效方法. 通过计算由最小阵元数构成的小阵列的AEP, 可有效得到任意大规模规则阵列的方向图, 从而在有限的硬件资源下, 对复杂单元的大规模阵列进行有效分析. 多个算例表明该算法的有效性.参考文献:[1]张祖稷, 金林, 束咸荣. 雷达天线技术[M].电子工业出版社, [2]DOLPH C L. 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天线的主要技术指标天线是用于发送和接收电磁波的装置，它在无线通信、雷达、无线电电视和卫星通信等领域中起着关键作用。

天线的性能取决于一系列的技术指标，下面是一些主要的技术指标及其解释：1. 增益(Gain)天线的增益是指天线沿一些特定方向的辐射强度相对于理想的点源天线的辐射强度的增加量。

增益通常以分贝（dB）为单位表示。

增益越大，天线在特定方向上的辐射和接收效果越好。

2. 方向性(Directivity)方向性是天线在特定方向上辐射或接收电磁波的能力。

具有高方向性的天线能够更好地定向发送或接收信号，减少信号的散失。

3. 前后比(Front-to-Back Ratio)前后比是指天线在前方与后方的辐射强度之比。

高的前后比表示天线在前方的辐射强度较高，而在后方的辐射强度较低。

4. 驻波比(Standing Wave Ratio, SWR)驻波比是指天线输入端与输出端之间的匹配程度。

SWR值越小，表示天线负载和信号发生器之间的匹配越好，信号的传输效率越高。

5. 带宽(Bandwidth)带宽是指天线能够有效工作的频率范围。

带宽越宽，天线能够工作的频率范围就越广，能够发送或接收不同频率的信号。

6. 前向波束宽度(Forward Beamwidth)前向波束宽度是指天线在辐射方向上的角度范围。

辐射范围越窄，波束越集中，增强了天线的方向性。

7. 侧向波束宽度(Sidelobe Level)侧向波束宽度是指天线在辐射方向之外的角度范围内的辐射强度。

低的侧向波束宽度表示天线的辐射主要集中在主波束上，减少了对其他方向的干扰。

8. 阻抗(Impedance)阻抗是指天线输入端对于信号源的阻力。

天线的输入阻抗需要和信号源的输出阻抗匹配，以达到最大效率的信号传输。

9. 析波效率(Radiation Efficiency)析波效率是指天线将输入功率转化为辐射功率的能力。

较高的析波效率意味着更多的输入功率被转换为辐射，减少了能量的损失。

阵列天线分析与综合前言任何无线电设备都需要用到天线。

天线的基本功能是能量转换和电磁波的定向辐射或接收。

天线的性能直接影响到无线电设备的使用。

现代无线电设备，不管是通讯、雷达、导航、微波着陆、干扰和抗干扰等系统的应用中，越来越多地采用阵列天线。

阵列天线是根据电磁波在空间相互干涉的原理，把具有相同结构、相同尺寸的某种基本天线按一定规律排列在一起组成的。

如果按直线排列，就构成直线阵；如果排列在一个平面内，就为平面阵。

平面阵又分矩形平面阵、圆形平面阵等；还可以排列在飞行体表面以形成共形阵。

在无线电系统中为了提高工作性能，如提高增益，增强方向性，往往需要天线将能量集中于一个非常狭窄的空间辐射出去。

例如精密跟踪雷达天线，要求其主瓣宽度只有1/3度；接收天体辐射的射电天文望远镜的天线，其主瓣宽度只有1/30度。

天线辐射能量的集中程度如此之高，采用单个的振子天线、喇叭天线等，甚至反射面天线或卡塞格伦天线是不能胜任的，必须采用阵列天线。

对一些雷达设备、飞机着陆系统等，其天线要求辐射能量集中程度不是很高，其主瓣宽度也只有几度，虽然采用一副天线就能完成任务，但是为了提高天线增益和辐射效率，降低副瓣电平，形成赋形波束和多波束等，往往也需要采用阵列天线。

在雷达应用中，其天线即需要有尖锐的辐射波束又希望有较宽的覆盖范围，则需要波束扫描，若采用机械扫描则反应时间较慢，必须采用电扫描，如相控扫描，因此就需要采用相控阵天线。

在多功能雷达系统中，既需要在俯仰面进行波束扫描，又需要改变相位展宽波束，还需要仅改变相位进行波束赋形，实现这些功能的天线系统只有相控阵天线才能完成。

随着各项技术的发展，天线馈电网络与单元天线进行一体化设计成为可能，高集成度的T/R组件的成本越来越低，使得在阵列天线中的越来越广泛的采用，阵列天线实现低副瓣和极低副瓣越来越容易，功能越来越强。

等等。

综上所述，采用阵列天线的原因大致有如下几点：■容易实现极窄波束，以提高天线的方向性和增益；■易于实现赋形波束和多波束；■易于实现波束的相控扫描；■易于实现低副瓣电平的方向图。

cst共极化和交叉极化
CST（Computer Simulation Technology）是一种电磁仿真软件，广泛应用于电磁场仿真和设计领域。

在CST中，共极化和交叉极化是描述电磁波极化状态的两种重要概念。

共极化（Co-polarization）指的是电磁波的电场矢量与参考电场矢量在同一平面内，并且方向相同的极化状态。

在这种情况下，电磁波的能量主要集中在共极化分量上，信号的传输效率较高。

共极化通常用于描述期望的信号传输路径或主传播模式。

交叉极化（Cross-polarization）则是指电磁波的电场矢量与参考电场矢量不在同一平面内，或者方向垂直的极化状态。

交叉极化分量通常表示不期望的信号或干扰，例如多径效应、天线旁瓣等引起的干扰信号。

在通信系统中，交叉极化分量可能会对信号的传输质量产生负面影响，因此需要采取措施进行抑制或消除。

在CST仿真中，可以通过设置不同的极化方向和参数来模拟和分析电磁波的传播特性和性能。

这有助于预测和优化通信系统的性能，提高信号传输的可靠性和效率。

需要注意的是，共极化和交叉极化的概念是针对特定的参考电场矢量而言的。

在实际应用中，需要根据具体的问题和场景选择合适的参考电场矢量，并据此定义共极化和交叉极化的方向。

天线模式项散射场分析方法及其应用研究天线模式项散射场分析方法及其应用研究摘要：天线模式项散射场分析方法是一种研究电磁波在天线表面散射的技术手段。

本文通过综合分析和归纳先前的研究成果，介绍了天线模式项散射场分析的基本原理和方法，并探讨了其在通信、雷达、无线电等领域的应用前景。

1. 引言天线是电磁波的收发器件，在通信和雷达等应用中起着至关重要的作用。

随着通信技术和无线电技术的不断发展，对于天线的精准分析和设计要求越来越高。

天线模式项散射场分析方法能够对电磁波在天线表面的散射进行精确的模拟和分析，因此在天线领域具有广泛的应用前景。

2. 天线模式项散射场分析方法的基本原理天线模式项散射场分析方法采用积分方程求解的方式，通过分解天线电流密度为模式项的叠加，利用散射矩阵法对电磁波在天线表面的散射进行可靠的数值计算。

该方法的基本原理是将天线表面分为多个微小的散射元，在每个散射元上建立适当的等效电流源，通过求解这些等效电流源的电场分布，再利用散射矩阵进行递归计算，最终得到电磁波在天线表面的散射场分布。

3. 天线模式项散射场分析方法的具体步骤天线模式项散射场分析方法的具体步骤包括：建立散射场方程模型，求解散射矩阵，计算散射场分布等。

其中，建立散射场方程模型需要根据具体的天线结构和电磁波入射条件进行合理的假设和建模；求解散射矩阵需要采用数值计算的方法，例如积分方程法或矩量方法等；计算散射场分布需要使用适当的数值算法和计算工具，例如有限元分析法或谱域积分法等。

4. 天线模式项散射场分析方法的应用研究天线模式项散射场分析方法在通信、雷达、无线电等领域具有广泛的应用前景。

在通信领域，该方法可以用于评估天线的散射损耗和辐射特性，提高通信系统的传输性能；在雷达领域，该方法可以用于研究雷达天线的辐射图案和信号接收特性，提高雷达系统的探测和目标识别能力；在无线电领域，该方法可以用于分析天线在复杂电磁环境下的工作情况，提高无线电系统的抗干扰能力和信号传输稳定性。

目录摘要 (2)Abstract (3)1 绪论 (4)1.1研究背景及意义 (4)1.2国内外发展概况 (5)1.3本文的主要工作 (6)2 微带天线的基本理论和分析方法 (7)2.1 微带天线的辐射机理 (7)2.2微带天线的分析方法 (8)2.2.1传输线模型理论 (9)2.2.2 全波分析理论 (11)2.3微带天线的馈电方式 (12)2.3.1微带线馈电 (12)2.3.2同轴线馈电 (12)2.3.3口径（缝隙）耦合馈电 (13)2.4本章小结 (13)3宽带双频双极化微带天线单元的设计 (14)3.1天线单元的结构 (14)3.2天线单元的设计 (15)3.2.1介质基片的选择 (16)3.2.2天线单元各参数的确定 (16)3.3天线单元的仿真结果 (17)3.4本章小结 (18)4 结束语 (19)参考文献 (20)致谢 (22)ku波段双频微带天线的设计摘要本文的主要工作是Ku波段宽带双频双极化微带天线研究。

在微带天线的基本理论和分析方法的基础上，对微带天线的技术进行了深入的研究，设计了3种不同结构的Ku波段宽带双频微带天线单元，并完成了实验验证。

依据传输线模型理论并结合软件仿真分析了3种不同结构的天线单元在天线的带宽、隔离度和增益等性能方面的差异，并作了比较，得出了性能最佳的一种天线单元结构形式。

最后，对全文的研究工作加以总结，并提出本文进一步的研究设想。

关键词：Ku波段；双频；传输线模型；微带天线AbstractIn this paper, broadband dual-frequency and dual-polarized microstrip antenna at Ku band is described. Three kind s o f wideband dual-frequency and dual-polarized microstrip antenna element are proposed and their experimental verifications are completed which based o n the classical theory and a deeper stud y on broadband, dual-frequency and dual-polarization technique of microstrip antenna. From the transmission-line mode theory and simulative results, he bandwidth, isolation and gain characteristics of a microstrip patch element with various structures are analyzed in detail and compared, and an antenna element with the best performance is adopted. Based on the element described, four-element linear array and planar array is designed which adopted anti-phase feeding and dislocation anti-phase feeding technique, respectively. In addition, the technique of anti-phase feeding which suppresscross-polarized is further studied by using the even/odd theoretical analysis. Finally, we summarize the research of the paper with an outlook for the further researches. Key words: Ku band; dual-frequency; dual-polarized; microstrip antenna1 绪论1.1研究背景及意义近年来，随着卫星通信技术的发展和卫星通信业务及卫星移动通信的迅猛增长，以往的微波较低频段(300MHz-10GHz)已经变得拥挤不堪，因此卫星通信中开始使用Ku波段甚至Ka波段的通信以满足大信息量的需求。

单极子-交叉环天线阵波束形成的分析潘超;文必洋;周浩【摘要】为了提高便携式近程海态测量与分析高频地波雷达(OSMAR-S)的风、浪探测能力,以单极子-交叉环组合天线为基本单元构建小型均匀直线阵列.分析了阵元间距对波束形成的影响,讨论了低副瓣处理对波束栅瓣的作用.结果表明:单极子-交叉环天线阵波束的栅瓣幅度要比主瓣幅度小,且低副瓣处理能够将栅瓣完全压制.通过对不同阵元间距下的单极子-交叉环天线阵的波束指向性能的比较,证实了可以适当地增加阵元间距,突破雷达半波长的严格要求,在获取相同的均匀旁瓣电平条件下以得到更窄的主瓣宽度.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2013(028)001【总页数】7页(P7-13)【关键词】高频地波雷达;单极子-交叉环;波束形成;栅瓣【作者】潘超;文必洋;周浩【作者单位】武汉大学电子信息学院,湖北武汉430079;武汉大学电子信息学院,湖北武汉430079;武汉大学电子信息学院,湖北武汉430079【正文语种】中文【中图分类】TN820引言高频地波雷达工作在短波波段，它利用垂直极化电磁波，在高导电性的海水表面绕射传播[1]，能够探测到视距以外的海上移动舰船、低空飞行目标以及大面积的海洋动力学状态参数[2-4].同时，它不受天气、海况等外界环境的影响，能够实现全天候的工作，从而有着较高的数据获取率.因此，高频地波雷达是一种经济而高效的海洋环境监测系统.然而高频地波雷达的应用与推广受到天线场地的严重制约，若天线阵口径过大，在海边选择一块平坦的天线场地将十分困难，并且天线阵的架设和维护费用也将非常昂贵.在世界各国研制的高频地波探海雷达中，美国CODAR公司研制的SeaSonde雷达系统[5]率先采用了单极子-交叉环构建组合接收天线，它具有外部尺寸小的突出优点，可以方便地运输和架设在任何场地，并且运行和维护简单.此外，武汉大学研制的OSMAR-S系列便携式高频地波雷达[6],也采用了这种小型紧凑的天线系统，并且成功地用于海流的实际探测[7-9].由于单极子-交叉环组合天线是一种小口径的宽波束天线，海流的定向往往通过超分辨算法(如多重信号分类法)来实现.但对于海浪，由于它的形成机理与海流不同，雷达对海浪的方向性识别能力只能依赖于天线的波束指向性能.另外风场的反演直接取决于海浪反演的结果，因而便携式高频地波雷达获取的风、浪参数的范围和精度也较为有限[4，10].为了获得更好的波束指向性能，提高便携式雷达的风、浪探测能力，且同时保留小口径天线占地少，易架设与维护的优点，本文考虑将少量几组单极子-交叉环组合天线进行组阵.有大量文献介绍了阵列天线的波束形成技术，但它们基本上都是针对阵元方向响应为全向的普通天线阵.特别是对于普通均匀直线阵，阵元间距严格要求不大于雷达半波长，否则波束形成可能会产生栅瓣效应[11]，且栅瓣最大响应值与主瓣最大响应值相等.然而对于以单极子-交叉环组合天线为基本单元构建的均匀直线阵，由于它自身特殊的导向方式，其波束形成的性能与普通均匀直线阵有着显著差异，而这些差异可以在实际应用中发挥积极的作用.为了更好地发掘和利用单极子-交叉环天线阵的特点，本文首先简要地介绍了单极子-交叉环组合天线的基本性能，然后分析了阵元间距对单极子-交叉环天线阵波束形成的影响，接着讨论了低副瓣处理过程对波束栅瓣的压制作用.最后比较了不同阵元间距下的单极子-交叉环天线阵的波束指向性能，证实了可以适当地增加阵元间距，突破雷达半波长的严格要求，在获取相同均匀旁瓣电平条件下以得到更窄的主瓣宽度，从而得到更好的波束指向性能，这一结论将为单极子-交叉环天线阵在便携式高频地波雷达中的实际应用提供有意义的理论指导.1 单极子-交叉环组合天线单极子-交叉环组合天线(以下简称单极子-交叉环天线，或单极子-交叉环)由一根单极子和两根相互正交的环组成[12]，三根天线共相位中心，其简化模型如图1所示.在理想情况下，单极子天线的水平方向图为圆，环天线的水平方向图是一个“8”字形[5]，且两个环天线的法方向相互正交，如图2所示.若定义环天线A和B的法方向的角平分线指向雷达法向，相应的方位角为0°，且以顺时针方向为正，环A 和环B的法方向对应的方位角分别为-π/4和π/4，则单极子天线以及环天线A和B的方向图函数分别为1、cos(θ+π/4)、sin(θ+π/4).图1 单极子-交叉环天线简化图图2 单极子-交叉环天线水平方向图2 阵元间距对波束形成的影响2.1 普通均匀直线阵的栅瓣效应文献[13]详细地分析了天线阵列的到达角估计模糊问题，其实角度模糊问题等效于波束形成的栅瓣问题，它们的本质都是反映阵列导向矢量在多个角度上产生多值模糊.现针对普通均匀直线阵，将不同阵元间距下的模糊角度或栅瓣角度表达如下：当λ/2<d<λ时，式中：λ为雷达波长；θ为波束主瓣指向角度；θ′为栅瓣角度.当d=λ时，当l<d<3l/2时，θ′=图3为五元普通均匀直线阵的常规波束形成，其中波束指向30°.可见，当阵元间距为d=λ/2时，波束没有产生栅瓣.当阵元间距增大为d=3λ/4时，此时波束形成产生一个栅瓣，且其对应的角度为-56.44°.(a) d=λ/2(b) d=3λ/4 图3 普通均匀直线阵的常规波束形成2.2 单极子-交叉环均匀直线阵的栅瓣效应以单极子-交叉环组合天线为基本单元，沿直线等间距地排列，构建单极子-交叉环均匀直线阵，结构示意图如图4所示.图4 单极子-交叉环均匀直线阵示意图对于单极子-交叉环均匀直线阵，它实际上是单极子-交叉环天线和普通均匀直线阵两种结构的混合形式，其阵列导向矢量表达式为a(θ)= [1,cos(θ+π/4),sin(θ+π/4),ej2πdsin θ/λ,ej2πdsin θ/λcos(θ+π/4),ej2πdsin θ/λsin(θ+π/4),…,ej2π(M-1)dsin θ/λ,ej2π(M-1)dsin θ/λcos(θ+π/4),e2jπ(M-1)dsin θ/λsin(θ+π/4)].由上式可见，它既有普通均匀线阵阵元间特定的相位关系，又兼有阵元内单极子天线与两环天线之间特定的幅度关系.因此，单极子-交叉环均匀直线阵的波束形成的栅瓣效应会与普通均匀直线阵有所不同.图5所示为三元单极子-交叉环均匀直线阵的常规波束形成，其中主瓣与图4一样指向30°，阵元间距也分别取为d=λ/2和d=3λ/4.对比图3与图5可以发现：这两种天线阵的波束栅瓣出现在同样的角度位置，这是由于单极子-交叉环均匀直线阵保留了普通均匀直线阵的阵元间特定的相位差因子ej2πdsinθ/λ.同时，还可以发现单极子-交叉环天线阵的栅瓣最大响应值要弱于主瓣最大响应值，而普通均匀直线阵的栅瓣最大响应值却与主瓣最大响应值相等.这是由于前者阵元内的单极子-交叉环三天线之间存在特殊的阵列导向矢量[1,cos(θ+π/4),sin(θ+π/4)]所致.改变其波束主瓣的指向角度，只要能使天线阵列出现栅瓣，均可以发现单极子-交叉环均匀直线阵与普通均匀直线阵关于栅瓣效应的这些异同点.(a) d=λ/2(b) d=3λ/4图5 单极子-交叉环阵的常规波束形成3 NPS法低副瓣处理在众多低副瓣处理技术中，CARL A.OLEN的数值方向图综合(NPS)算法[14]适用性非常广，它不仅可以运用于常见的阵元方向响应为全向的普通均匀直线阵，还可以稳健地运用于非均匀阵，以及阵元方向响应为非全向，各阵元方向响应函数不一致等各种复杂的场景.本文采取该方法进行天线阵列的低副瓣处理，以获取更好的波束指向性能.图6为五元普通均匀直线阵的低副瓣处理结果，其中图6(a)为对图3(a)中的波束进行NPS法低副瓣处理后的结果，可见旁瓣实现了期望的-25 dB均匀电平.将阵元间距增大为d=3λ/4，对图3(b)中波束做同样的低副瓣处理，结果如图6(b)所示，可见NPS法处理后，栅瓣依然存在，且旁瓣也没有实现期望的-25 dB均匀电平.(a) d=λ/2(b) d=3λ/4图6 普通均匀直线阵的低副瓣处理图7为三元单极子-交叉环均匀直线阵的低副瓣处理结果，其中图7(a)为对图5(a)中的波束进行NPS法低副瓣处理后的结果，可见旁瓣实现了期望的-25 dB均匀电平.将阵元间距增大为d=3λ/4，对图5(b)中的波束做同样的低副瓣处理，结果如图7(b)所示，可见NPS法处理后，栅瓣被完全压制掉，同时旁瓣也很好地实现了期望的-25 dB均匀电平.(a) d=λ/2(b)d=3λ/4图7 单极子-交叉环天线阵的低副瓣处理由此可见，对于普通均匀直线阵，栅瓣不能在低副瓣处理过程中压制掉.这是因为普通均匀直线阵的波束中存在着与前瓣完全对称的后瓣.当阵元间距过大，波束产生栅瓣，且栅瓣的能量与主瓣的能量相当，同时在后瓣区也会存在一个与其对称的后瓣区栅瓣，这样就形成了一个比较饱和的后瓣区，如图8(a)所示，此时主瓣指向30°.当NPS法在-90°～90°的前瓣区压制副瓣及能量强大的栅瓣时，被压制的这部分能量无法有效地转移到后瓣区，从而导致前瓣区的副瓣和栅瓣实现不了低副瓣处理的效果.(a) 五元普通均匀直线阵(b) 三元单极子-交叉环均匀直线阵图8 两种天线阵的波束形成对于单极子-交叉环均匀直线阵，栅瓣可以在低副瓣处理过程中压制掉.这是因为单极子-交叉环天线阵的波束能量主要集中在前瓣区，后瓣区非常空余，不像普通均匀直线阵那样形成与前瓣区对称的后瓣区.同时在产生栅瓣时，栅瓣的能量较主瓣弱，如图8(b)所示，此时主瓣指向30°.当NPS法在-90°～90°的前瓣区压制副瓣及栅瓣时，被压制的这部分能量能有效地转移到后瓣区，从而实现低副瓣处理的效果.4 阵元间距对低副瓣处理的影响图9(a)为三元单极子-交叉环均匀直线阵的常规波束形成，其中主瓣期望指向0°，阵元间距为d=λ，此时在-90°和90°两处产生了栅瓣，这是能够产生两个栅瓣的最小阵元间距.图9(b)为对图9(a)进行NPS法低副瓣处理后的结果，可见在-90°～90°范围内旁瓣基本实现了期望的-25 dB均匀电平.同时，也可以发现波束的最大响应值角度并非指向0°，而是指向了位于后瓣区的180°，但这两处的响应值的大小仅仅相差1.12 dB，基本可以视为相等.图9(c)为三元单极子-交叉环均匀直线阵的常规波束形成，其中主瓣期望指向0°，阵元间距增大为d=5λ/4，此时在-53.13°和53.13°两处产生了栅瓣.对图9(c)进行NPS法低副瓣处理，期望产生-25 dB的均匀旁瓣电平，结果如图9(d)所示.此时，可以很明显地发现波束的最大响应值角度并非指向0°，而是指向了位于后瓣区的180°，且这两处的方向响应值大小相差11.43 dB.(a) d=λ,低副瓣处理前(b) d=λ,低副瓣处理后(c) d=5λ/4低副瓣处理前(d) d=5λ/4,低副瓣处理后图9 单极子-交叉环天线阵低副瓣处理当阵元间距过大，产生栅瓣过多时，低副瓣处理后波束的最大值无法指向期望的主瓣方向.故为了使栅瓣在低副瓣处理过程中能够得到很好地压制，同时使波束的最大值指向期望的主瓣方向，需要根据实际情况合理地选择阵元间距d<λ.5 天线阵波束性能的比较由于增加阵元间距，即增大天线阵列的口径，波束主瓣将会变得更窄，波束指向性能变得更好.但是这样可能会导致栅瓣效应，这是应当避免发生的现象.然而对于单极子-交叉环天线阵，低副瓣处理过程可以将其完全压制掉，同时获得期望的旁瓣电平，从而进一步提高波束指向性能.表1比较了两种不同阵元间距下的单极子-交叉环均匀直线阵的波束性能.其中波束指向0°，波束主瓣宽度为经过NPS法低副瓣处理后的3 dB主瓣宽度，且NPS法实现-25 dB的均匀旁瓣电平.可见天线阵2的主瓣宽度要比天线阵1的主瓣窄9.2°，波束指向性能明显得到提升.表1 两种阵元间距下天线阵的波束性能天线阵1天线阵2阵元数目33阵元间距/λ1/23/4阵列孔径/λ13/2主瓣宽度/(°)38．2296 结论为了提高便携式高频地波雷达的风、浪探测能力，本文考虑了基于单极子-交叉环组合天线的小型阵列.研究结果表明，该阵列波束的栅瓣幅度要弱于主瓣幅度，且低副瓣处理过程能够将栅瓣完全压制掉.在实际运用中，在天线场地允许的条件下，可以突破阵元间距为雷达半波长的严格条件，通过适当地增加阵元间距来增大天线阵列的口径，从而获取更好的波束指向性能.参考文献[1] SEVGI L, PONSFORD A, CHAN H C. 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1。

PIFA天线是微带天线演变而来。

很多的英文资料介绍Patch Antenna，建议看看基本原理。

最简单的patch天线是一个金属片平行放置于地平面上，用同轴线或者微带线馈电即可。

其辐射主要靠边缘场。

假设该天线平行于大地放置，其形状为矩形，长边左右摆放，长边的长度为1/4波长。

如果左边缘的场是从patch到地，那么右边缘刚好反向从地到将左右两个边缘的电场分解成水平和垂直分量，你会发现垂直分量抵消，水平分量加强。

这样将会产生平行于地平面的线极化远场。

就手机而言，pifa天线的主极化一般是平行于手机主地平面。

此时，可以得到两个基本结论，1）这种天线的谐振波长为贴片长边的4倍（实际中请考虑介质的波长缩短效应，正比于1/sqrt(epsilon)；2）这种天线的辐射主要靠边缘。

而边缘的场越往外倾斜，辐射越好（开放场）。

这就是为什么PIFA天线的高度如此重要的原因。

2。

加一个接地片（很多加在馈电附近）后，从微观角度来看贴片上的电流将改变流向，部分电流从右侧会流回来再回到地。

这样天线的谐振频率就会降低，一般波长会在4倍于贴片长边和短边之和左右（同样要考虑波长缩短效应）。

从另一个角度来说，馈电柱与短路柱是一段双线传输线。

它将变换天线的阻抗。

是一种变压器效应，它将部分容抗变换成感抗，从而使整个天线形成谐振。

这段线越长（极限是长到1/4波长）其变化效果越明显（越敏感，实际中就是天线的高度增加）。

传输变换原理大家应该清楚。

当改变馈电柱和短路柱的横向尺寸或者他们之间的距离时，实际上你是在改变该段传输线的特征阻抗。

也就相应地改变变换公式中平方的那部分。

这就是为什么我们常说馈电电和短路的改变将比较大的改变天线的阻抗。

同时也是为什么说PIFA天线一般可以不要匹配电路可以优化的（事实上，加匹配有时候会反而降低天线的传输性指标）。

3。

这个问题的解释是要配上图可能会更清楚。

的确有些问题是要有坚实的理论基础以及现实经验才会有比较深的理解的。