开关电源变压器设计与材料选择共70页

单管正激式开关电源变压器设计引言：设计目标：设计一个单管正激式开关电源变压器，输入电压为220V，输出电压为12V，输出电流为1A。

主要的设计目标如下：1.高能效：确保转换效率达到90%以上。

2.稳定性：在负载变化范围内，输出电压波动小于5%。

3.安全性：确保设计的变压器具有过载和短路保护功能。

4.成本：在满足以上要求的情况下，尽量降低设计成本。

设计过程：1.计算变压器的变比：由于输入电压为220V，输出电压为12V，所以变压器的变比为220/12=18.332.计算次级电流：输出电流为1A，因此次级电流为1A。

3.计算主磁环的Ae（过剩面积）：根据磁环材料的选择，可以得到主磁环的Ae值。

4.计算主磁环的直径D：根据所选择的磁环材料的饱和磁感应强度，可以得到主磁环的直径D。

5.计算次级绕组的匝数：次级绕组的匝数可以根据变比计算得出。

6.计算次级绕组的截面积：由于次级电流和次级绕组匝数已知，可以计算出次级绕组的截面积。

7.选择铁芯截面积：根据所需的变压器功率，可以选择合适的铁芯截面积。

8.计算输出电压波动：根据设计目标的要求，计算负载变化时输出电压的波动范围。

9.设计过载和短路保护：根据设计目标的要求，设计过载和短路保护电路，以确保变压器的安全性。

设计要点：1.磁环材料的选择：磁环材料应具有高饱和磁感应强度和低磁滞损耗，以提高变压器的效率。

2.绕组材料的选择：绕组材料应具有良好的导电性和低电阻，以减小损耗和提高效率。

3.绝缘材料的选择：绝缘材料应具有良好的绝缘性能和耐高温性能，以确保变压器的安全性和可靠性。

4.冷却系统的设计：变压器在工作中会产生一定的热量，需要设计合适的冷却系统，以保持变压器的温度在安全范围内。

总结：单管正激式开关电源变压器是一种常见的电源转换器，设计时需要考虑效率、稳定性、安全性和成本等因素。

在设计过程中，需要计算变压器的变比、次级电流、主磁环的Ae和直径、次级绕组的匝数和截面积，选择合适的铁芯截面积，设计合适的过载和短路保护电路，并选用合适的磁环材料、绕组材料和绝缘材料。

开关电源变压器设计1.前言2.变压器设计原则3.系统输入规格4.变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管4.2计算变压器匝比4.3确定最低输入电压和最大占空比4.4反激变换器的工作过程分析4.5计算初级临界电流均值和峰值4.6计算变压器初级电感量4.7选择变压器磁芯4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度4.9满载时峰值电流4.10 最大工作磁芯密度Bmax4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率4.13 计算绕组的铜损4.14变压器绕线结构及工艺5.实例设计—12W Flyback变压器设计1. 前言◆反激变换器优点：电路结构简单成本低廉容易得到多路输出应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源◆设计难点变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式 ( CCM )高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式 ( DCM )2. 变压器设计原则◆温升安规对变压器温升有严格的规定。

Class A的绝对温度不超过90°C；Class B不能超过110°C。

因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。

◆成本开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。

3. 系统输入规格输入电压：Vacmin~ Vacmax输入频率：f L输出电压：V o输出电流：I o工作频率：f S输出功率：P o预估效率：η最大温升：40℃4.0变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET:耐压值为V mos输出二极管:肖特基二极管最大反向电压V D正向导通压降为V F4.2计算变压器匝比考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)开关ON ：0.8·V D > V in max / N + V o开关 OFF ：0.8·V MOS > N·( V o+ V F) + V in max匝比：N min < N < N max4.3 确定最低输入电压和最大占空比输入滤波电容：2µF~3µF/W最低输入电压 ( 假设tc=3ms )V in min =√(√2V VV VVV)2−2 × V VV ( V2 − V V V VV最低输入电压，最大功率时，占空比最大D maxD max = V ∙ ( V V + V V )V ∙ ( V V + V V ) + V VV VVV4.4 反激变换器的工作过程分析低输入电压时，负载从轻载到重载，变压器经历从DCM →BCM →CCM 的过程 高输入电压时，负载从轻载到重载，变压器一直工作在DCM4.5 计算初级临界电流均值和峰值按照最小输入电压，最大输出功率(Pomax)的条件计算P o = 1/3P o max时，变换器工作在BCMP o < 1/3P o max时，变换器工作在DCMP o > 1/3P o max时，变换器工作在CCMBCM模式下，最小输入电压时的平均输入电流I in-avg = 13∙ V VVV VV VVV变压器初级临界电流峰值∆I p1 = I pk1 = 2 × V VV−VVVV VVV4.6 计算变压器初级电感量最低输入电压，BCM条件下，最大通时间T on max = 1V V × Dmax变压器初级电感量Lp = V VV VVV × V VV VVV∆V V14.7 选择变压器磁芯基于输出功率和开关频率计算面积乘积，根据面积乘积来选择磁芯AP p = V V × 1062 × V × V V × V V × V V × V V × VK o 是窗口的铜填充系数：取 K o =0.4K c 是磁芯填充系数；对于铁氧体磁芯取 K c =1 Bm 是变压器工作磁通密度，取 B m ≤12 VVVV j 是电流密度，取 j = 4.2A/mm 2考虑绕线空间，尽量选择窗口面积大的磁芯，查表选择Aw 和Ae4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度初级绕组的匝数N p =V in min × t on maxA e ×B m×108增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加在100kHz 条件下，损耗与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%次级绕组匝数 N s = N p / N辅助绕组匝数 N cc = ( V cc + 1 ) × N s / ( V o + V F )气隙长度 : l g = 0.4 V × V V × V 2V V4.9 满载时峰值电流CCM 时，T on max 固定不变输入电压不变，BCM 的T on max 等于CCM 的T on max T on max 内，电感电流线形上升增量 ∆I p1 =V VV VVV × V VV VVVV V= ∆I p2低输入电压，满载条件下 P o = 12×η× L p × (I 2pk2 – I 2pk0 ) × f s变压器初级峰值电流 I pk2 =V V / VV VV VVV × V VVV+∆V V224.10 最大工作磁芯密度B maxB max =V V × V VV2V V × V V×108 < B sat如果B max <B sat ，则证明所选择的磁芯通过，否则应重新选择4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值梯形波电流的中值 ：I a = I pk - ∆V2电流直流分量 ：I dc = D max × I a电流有效值 ： I prms = I a √V VVV电流交流分量 ：I ac = I a √VVV (1−V VVV )4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率导线的横截面积自然冷却时，一般取电流密度j = 4A / mm2初级绕组：S p = I prms ( A ) / 4 ( A / mm2 )副边绕组：S s = I srms ( A ) / 4 ( A / mm2 )线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V cm导线线径不超过集肤深度的2倍，若超过集肤深度，则需多股并绕根据安规要求考虑加一定宽度的挡墙2窗口占有率K0A w≥ N p ×V×V V2+ N s ×V×V V2+ N cc ×V×V VV4.13计算绕组的铜损根据导线的电阻和集肤深度，确定每个绕组的铜损耗总损耗一定要小于预算损耗，温升经验公式∆T ≈800 × V VVVV34 × √V V×V V4.14变压器绕线结构及工艺骨架的选取：累计高度、宽度绕法：初级和次级交错式(三明治)绕法：漏感小5. 设计实例—12W开关电源变压器设计5.1系统输入规格输入电压：90Vac~265Vac输入频率：50Hz输出电压：12V输出电流：1.0A输出功率：Po=12W开关频率：50kHz预估效率：0.75输入最大功率：Pin=16W变压器最大温升：40℃5.2开关管MOSFET和输出整流二极管开关管MOSFET耐压: V mos=600V输出二极管：反向压降V D=100V ( 正向导通压降V F=0.5V )5.3计算变压器匝比0.8 ∙ V D > V in max / N + V o 0.8 × 100 > 375 / N +120.8 ∙ V mos > N ∙ ( V o + V F ) + V in max 0.8 × 600 > N × ( 12 + 0.5 ) +3755.5 < N < 8.4取 N = 65.4 最低输入电压和最大占空比选择C in =22µF 最低输入电压：V in min = √(√VV VVV)2−2 × V VV ( V2 − V V )V VV= √1272−2 ×16 ×7 × 10322 × 10−6≈77V最大占空比 ：Dmax = V ∙ (V V + V V )V ∙ ( V V + V V )+ V VV VVV = 6 × 12.56 ×12.5+77= 0.495.5 计算初级临界电流均值和峰值I in-avg = 13∙ V VV V VV VVV = 163 ×77= 0.07 A∆I p1 = I pk1 = 2 × V VV −VVV V VVV = 2 ×0.070.49= 0.285 A5.6最大导通时间和初级电感量最大导通时间 ： T on max = 1V V× D max = 9.8 VV变压器初级电感量 ： L p = V VV VVV ×V VV VVV ∆V V1= 77 ×9.8 × 10−60.285 ≈ 2.7mH5.7 变压器磁芯面积AP p = 12 × 1062 ×0.75 ×0.42 × 50 × 10×1600 ×4= 0.066 cm 2( 铁氧体磁芯 B sat = 3900G , 取 B m = 1600G )查表EF20 A e = 0.335 cm 2，A w = 0.6048 cm 2AP = A w * A e = 0.202 cm 2 > 0.066 cm 25.8 变压器初级匝数、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度N p =77 ×9.8 × 10−60.335 ×1600×108 = 140.7 取 N p= 140 TsN s = 140 / 6 = 23.3 Ts 取 N s = 23 TsN cc = 19 × 23 / 12.5 ≈ 35 Tsl g = 0.4V ×33.5 × 14022.6= 0.2 mm5.9 满载时峰值电流、最大工作磁通密度I pk2 = VV / V VVV VVV ×VVVV + ∆VV 2 = 1677 ×0.49+ 0.14 = 0.56 ABmax = VV ×VVV2VV ×VV = 2.6×10−3 × 0.560.335 ×140×108 = 3100G < 3900G5.10 变压器初级电流、副边电流的有效值原边各电流：电流中值I pa = 0.42A 电流有效值I prms = 0.29A电流直流值I pdc = 0.20A 电流交流值I pac = 0.208A副边各电流：电流直流值I sdc = 1A 电流有效值I srms = 1.38A电流中值I sa = 1.92A 电流交流值I ac = 0.959A5.11 计算原边、副边绕组的线径，估算窗口占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V= 6.61 / √50× 103 = 0.29 cm导线的横截面积：电流密度j = 4.2~5A / mm2初级绕组：S p=0.068mm2→Φ0.25mm ×1P→R DC = 4.523mΩ/cm( 100℃ )副边绕组：S s = 0.328mm2→Φ0.40mm×2P→R DC = 0.892mΩ/cm ( 100℃ )Vcc绕组：S cc = 0.1/4.2 = 0.024mm2→Φ0.1mm×2P窗口占有率：0.4 × 60.48 ≥ 140 ×π× 0.1252 + 23 ×π× 0.22 + 35 ×π×0.08224.2 ≥ 13.6 OK5.12 计算绕组的铜损平均匝长 l av = 23.5 mm各绕组绕线长度：原边 l Np = 140 × 23.5 = 329 cm副边 l Ns = 23 × 23.5 = 54.0 cm各绕组直、交流电阻：原边R pdc =1.45Ω R pac =2.38Ω副边R sdc =0.024Ω R sac =0.038ΩVcc 绕组电流过小，忽略绕组损耗各绕组损耗：P u = 0.30W{V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.22V V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.08V5.13 计算绕组的铁损计算铁损：查磁芯损耗曲线，PC40在 ΔB = 0.15T 时为80mW / cm 3 铁损 P Fe = 80 × 1.5 = 0.12 W估算温升总损耗 P loss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W经验公式 ∆T ≈ × .343356048 = 22℃ < 40℃设计 OK5.14 变压器绕线结构及工艺绕线宽度高度累计查EF20 Bobbin 绕线宽度W=12.1mm ，高度H=2.9mm0.25mm ，最大外径0.275mm 每层35T ，W1=9.62mm0.40mm ，最大外径0.52mm 每层23T ，W2=11.9mm0.10mm ，最大外径0.13mm 每层35T ，W3=9.1mm(0.1mm×2P)总高度 = 0.275×4 + 0.52 × 2 + 0.13 × 3 + 0.03 × 7 = 2.74 mm绕线结构次级→初级→次级。

开关电源功率变压器的设计方法2010-01-25 19:261开关电源功率变压器的特性功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。

不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。

图1（A）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（B）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（A）输入波形（B）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。

这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。

图中：RSI——信号源UI的内阻RP——一次绕组的电阻RM——磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T——理想变压器RSO——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容LIN、LIS——一次和二次绕组的漏感LM1——一次绕组电感，也叫励磁电感N——理想变压器的匝数比，N=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感LI包括LIN和LIS，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括RSI、RP和RSO；LM1是励磁电感，和前述的LM1相同；RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/N2,折合后的输出电压U′O=UO/N。

经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。

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Class A的绝对温度不超过90°C；Class B不能超过110°C。

因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。

◆成本开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。

3. 系统输入规格输入电压：Vacmin~ Vacmax输入频率：fL输出电压：Vo输出电流：Io工作频率：fS输出功率：Po预估效率：η最大温升：40℃4.0变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET:耐压值为Vmos输出二极管:肖特基二极管最大反向电压VD正向导通压降为VF4.2计算变压器匝比考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%) 开关ON ： 0.8·V D > V in max / N + V o开关 OFF ： 0.8·V MOS > N ·( V o + V F ) + V in max 匝比 ： N min < N < N max4.3 确定最低输入电压和最大占空比输入滤波电容：2µF~3µF/W 最低输入电压 ( 假设tc=3ms )V in min =√(√2V VV VVV )2−2 × V VV ( V2 − V V )V VV最低输入电压，最大功率时，占空比最大D maxD max = V ∙ ( V V + V V )V ∙ ( VV + V V ) + V VV VVV4.4 反激变换器的工作过程分析低输入电压时，负载从轻载到重载，变压器经历从DCM →BCM →CCM 的过程高输入电压时，负载从轻载到重载，变压器一直工作在DCM4.5 计算初级临界电流均值和峰值按照最小输入电压，最大输出功率(Pomax)的条件计算 P o = 1/3P o max 时，变换器工作在BCM P o < 1/3P o max 时，变换器工作在DCM P o > 1/3P o max 时，变换器工作在CCMBCM 模式下，最小输入电压时的平均输入电流I in-avg =13∙ V VV V VV VVV变压器初级临界电流峰值 ∆I p1 = I pk1 =2 × V VV −VVVV VVV4.6 计算变压器初级电感量最低输入电压，BCM 条件下，最大通时间T on max = 1V V× D max变压器初级电感量Lp = V VV VVV × V VV VVV∆V V14.7 选择变压器磁芯基于输出功率和开关频率计算面积乘积，根据面积乘积来选择磁芯AP p = V V × 1062 × V × V V × V V × V V × V V × VKo 是窗口的铜填充系数：取Ko=0.4Kc 是磁芯填充系数；对于铁氧体磁芯取Kc=1Bm是变压器工作磁通密度，取B m≤12VVVVj是电流密度，取j = 4.2A/mm2考虑绕线空间，尽量选择窗口面积大的磁芯，查表选择Aw和Ae4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度初级绕组的匝数N p = V in min × t on maxA e ×B m×108增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加在100kHz条件下，损耗与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%次级绕组匝数N s = N p / N辅助绕组匝数N cc = ( V cc + 1 ) ×N s / ( V o+ V F )气隙长度: l g = 0.4V × V V × V2V V4.9 满载时峰值电流CCM 时，T on max 固定不变输入电压不变，BCM 的T on max 等于CCM 的T on max T on max 内，电感电流线形上升增量 ∆I p1 =V VV VVV × V VV VVVV V= ∆I p2低输入电压，满载条件下 P o = 12×η× L p × (I 2pk2 – I 2pk0 ) × f s 变压器初级峰值电流 I pk2 = V V / VV VV VVV × V VVV+∆V V224.10 最大工作磁芯密度B maxB max =V V × V VV2V V × V V×108 < B sat如果B max <B sat ，则证明所选择的磁芯通过，否则应重新选择 4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值梯形波电流的中值 ：I a = I pk -∆V2电流直流分量 ：I dc = D max × I a电流有效值 ： I prms = I a √V VVV电流交流分量 ：I ac =I a √V VVV (1−V VVV )4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率 导线的横截面积自然冷却时，一般取电流密度 j = 4A / mm 2初级绕组：Sp = Iprms( A ) / 4 ( A / mm2 )副边绕组：Ss = Isrms( A ) / 4 ( A / mm2 )线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V cm导线线径不超过集肤深度的2倍，若超过集肤深度，则需多股并绕根据安规要求考虑加一定宽度的挡墙窗口占有率K0A w≥N p ×V×V V2+ N s ×V×V V2+ N cc ×V×V VV24.13计算绕组的铜损根据导线的电阻和集肤深度，确定每个绕组的铜损耗总损耗一定要小于预算损耗，温升经验公式∆T ≈800 × V VVVV34 × √V V×V V4.14变压器绕线结构及工艺骨架的选取：累计高度、宽度绕法：初级和次级交错式(三明治)绕法：漏感小5. 设计实例—12W开关电源变压器设计5.1系统输入规格输入电压：90Vac~265Vac输入频率：50Hz 输出电压：12V 输出电流：1.0A 输出功率：Po=12W 开关频率：50kHz 预估效率：0.75输入最大功率：Pin=16W 变压器最大温升：40℃5.2 开关管MOSFET 和输出整流二极管 开关管MOSFET 耐压: V mos =600V输出二极管：反向压降V D =100V ( 正向导通压降V F =0.5V )5.3计算变压器匝比0.8 ∙ V D > V in max / N + V o → 0.8 × 100 > 375 / N +120.8 ∙ V mos > N ∙ ( V o + V F ) + V in max → 0.8 × 600 > N × ( 12 + 0.5 ) +3755.5 < N < 8.4取 N = 65.4 最低输入电压和最大占空比 选择C in =22µF 最低输入电压：V in min = √(√2V VV VVV )2−2 × V VV ( V2 − V V )V VV= √1272− 2 ×16 ×7 × 10−322 × 10−6≈77V最大占空比 ：Dmax = V ∙ (V V + V V )V ∙ ( VV + V V )+ V VV VVV= 6 × 12.56 ×12.5+77 = 0.495.5 计算初级临界电流均值和峰值I in-avg = 13∙ V VV VVV VVV= 163 ×77 = 0.07 A∆I p1 = I pk1 =2 × V VV −VVVV VVV=2 ×0.070.49= 0.285 A5.6最大导通时间和初级电感量 最大导通时间 ： T on max =1V V× D max = 9.8 VV变压器初级电感量 ： L p =V VV VVV ×V VV VVV∆V V1=77 ×9.8 × 10−60.285≈ 2.7mH5.7 变压器磁芯面积AP p =12 × 1062 ×0.75 ×0.42 × 50 × 103 ×1600 ×4= 0.066 cm 2( 铁氧体磁芯 B sat = 3900G , 取 B m = 1600G )查表EF20 A e = 0.335 cm 2，A w = 0.6048 cm 2AP = A w * A e = 0.202 cm 2 > 0.066 cm 25.8 变压器初级匝数、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度N p =77 ×9.8 × 10−60.335 ×1600×108 = 140.7 取 N p = 140 TsN s = 140 / 6 = 23.3 Ts 取 N s = 23 TsN cc = 19 × 23 / 12.5 ≈ 35 Tsl g =0.4V ×33.5 × 14022.6= 0.2 mm5.9 满载时峰值电流、最大工作磁通密度I pk2 = VV / V VVV VVV ×VVVV +∆VV2= 1677 ×0.49 + 0.14 = 0.56 ABmax =VV ×VVV2VV ×VV=2.6×10−3 × 0.560.335 ×140×108 = 3100G < 3900G5.10 变压器初级电流、副边电流的有效值原边各电流：电流中值 I pa = 0.42A 电流有效值 I prms = 0.29A 电流直流值 I pdc = 0.20A 电流交流值 I pac = 0.208A副边各电流：电流直流值 I sdc = 1A 电流有效值 I srms = 1.38A 电流中值 I sa = 1.92A 电流交流值 I ac = 0.959A5.11 计算原边、副边绕组的线径，估算窗口占有率 线径及根数集肤深度 δ= 6.61 / √V V = 6.61 / √50 × 103 = 0.29 cm导线的横截面积：电流密度 j = 4.2~5A / mm 2初级绕组：S p =0.068mm 2→Φ0.25mm ×1P→R DC = 4.523mΩ/cm ( 100℃ ) 副边绕组：S s = 0.328mm 2→Φ0.40mm×2P→R DC = 0.892mΩ/cm ( 100℃ ) Vcc 绕组：S cc = 0.1/4.2 = 0.024mm 2 →Φ0.1mm×2P窗口占有率：0.4 × 60.48 ≥ 140 × π× 0.1252 + 23 × π× 0.22 + 35 ×π× 0.08224.2 ≥ 13.6 OK5.12 计算绕组的铜损 平均匝长 l av = 23.5 mm 各绕组绕线长度：原边 l Np = 140 × 23.5 = 329 cm 副边 l Ns = 23 × 23.5 = 54.0 cm各绕组直、交流电阻：原边R pdc =1.45Ω R pac =2.38Ω副边R sdc =0.024Ω R sac =0.038ΩVcc 绕组电流过小，忽略绕组损耗各绕组损耗：P u = 0.30W {V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.22V V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.08V5.13 计算绕组的铁损计算铁损：查磁芯损耗曲线，PC40在 ΔB = 0.15T 时为80mW / cm 3 铁损 P Fe = 80 × 1.5 = 0.12 W估算温升总损耗 P loss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W经验公式 ∆T ≈ 34 × √33.5 ×60.48 = 22℃ < 40℃设计 OK5.14 变压器绕线结构及工艺绕线宽度高度累计查EF20 Bobbin 绕线宽度W=12.1mm ，高度H=2.9mm0.25mm ，最大外径0.275mm 每层35T ，W1=9.62mm0.40mm ，最大外径0.52mm 每层23T ，W2=11.9mm0.10mm ，最大外径0.13mm 每层35T ，W3=9.1mm(0.1mm×2P) 总高度 = 0.275×4 + 0.52 × 2 + 0.13 × 3 + 0.03 × 7 = 2.74 mm绕线结构次级→初级→次级。

开关电源变压器设计开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N工频变压器与高频变压器的比较﹕工频 高频E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZE ＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕ η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm )功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小开关变压器主要工作方式一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.反馈方式: 自反馈; 它反馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD一.隔离方式:二.开关变压器主要设计参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P. Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta . U. F D max ………….材料选择参数 P. Pc. u i. A L. Ae. Bs …….WIRE: Φ ℃ . ΦI max . HI-POT ……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)………. TAPE: ℃ . δh . HI-POT …….. 制程设置要求P N …(SOL.SPC).PN//PN.PN -PN. S N (SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V ℃……..三.反馈方式:四.控制方式: PWM: PFM脉冲宽度调制 脉冲频率调制五.常用电路形式:单端正激励FORWARD开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求..单端反激励FLYBACK 调节TON 使能量守恒定1/2*L P *I PK 2=1/2*L S *I SK 2Ton Br BmI2Bac IdcHBBdcBmBr Toff Bm Br開關變壓器應用磁滯回線描述Bs:飽和磁通(束)密度Br:殘留磁通(束)密度 Hs: 飽和磁場強度Hc:保磁力(矯頑力) Ui:初始導磁率加GAP 曲線Br 下降﹐ΔB 增加傳遞能力增大﹒傳遞磁能區間增加變壓器導通Ton 和截止Toff 的變化单端反激励(Flyback)波形分为:临界状态,非连续状态, 连续状态(常用状态).Po=1／2LI pk2*f (η)Vi min=I pk*Lp／TonPo／Vi min I pk=2Po／D max Vi min ( Po=VoIo)Vi min*Ton=I pk*Lp Lp=Vi min*D max／I pk*fNp=Lp*I pk／Ae*ΔB Np= ΔB*Ig／0.4π*I pkIg=0.4πL p I pk2／Ae*ΔB2Vo+VD=Vimin*(Dmax／1-Dmax)*Ns/NpNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vi min*D maxDmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax K=Vi max/Vimin单端反激励(Flyback)设计例题一条件﹕V i =170V－270V ﹐f= 30K HZ V o= 5V, Io=20A, D max=0.45(设计取值)设计﹕1) Vi min=170*1.4-－20=218V, Vi max=270*1.4－20=358VVi min=170*√2-(V D.ΔU) Vi max=270*√2-(V D.ΔU)Vi min=(V iACMIN)2-2Po(1/2fL -tc)2) I pk=2*5*20／218*0.45=2.04A ηCIN Ipk=2Po／DmaxVimin ( Po=V oIo) Po=1／2LI pk2*f (η)3) Lp=218*0.45／2.04*30000=1.6mHLp=Vimin*Dmax ／Ipk*f4) K=358／218=1.64K=Vimax/Vimin5) Dmin=0.45／(1-0.45)*1.64+0.45=0.332Dmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax6) CORE查表100W 选择EER42／15 Ae=183mm2(1.83cm2) Bs=390mT(3900Gs)Core=g/w(f=20k Hz REF)7) WIRE查表或SΦ=√I/3=√20/3=2.58mm 选"铜箔"为佳.PΦ=√2.04/3=0.82,选0.60X2r2*π(2.58/2)2*3.14=5.225 选择19#,Φ=0.98*7 (0.98/2)2*3.14*7=5.277（4Pin并绕）8) Ig=(0.4*3.14*1.6*10-3*2.042／1.83*19502 )*108=0.12cmIg=0.4πLpIpk2／Ae* ΔB29) Np=1950*0.12／0.4*3.14*2.04=91.32T . Np=(0.0016*2.04／1.83*1950)*108=91.46TNp=ΔB*Ig／0.4π*Ipk Np=Lp*Ipk ／Ae*ΔB10) Ns=(5+1)*(1-0.45)*91／218*0.45=3.06T 11）P=1/2*1.6*2.042*30=96WNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vimin* Dmax P=1/2LI2*f单端正激励(FORWARD)设计例题一输入电压﹒Vi= 48V (36~60V), 额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V﹒Io=11A 额定输出功率55W. 最大输出功率65Wf=470kHz (450~500 kHz) δmax=0.42 η=82设计步骤: 选择PC50. 3F3. N49等材质选PC50. EPC25.Ae: 46.4mm2. Le: 59.2mm. B S: 3800G S1): Ipk= Ic= 2POUT / Vinmin= 2*65 / 36= 3.6A2): Np= Vinmax*108 / (4FBmax*Ae) 取Bmax=2000G= 60*108 / (4*450K*2000G*0.464)= 4TS, 调整为6TS3): Ns= Np *(Vo+V D) / (Vi*δmax)= 4* (5.5+1)/(36*0.42)= 1.7TS 调整为2TS4): 反馈绕组. N= Np*(15+1) / (36*0.42)= 6*16/(36*0.42)= 6TS5): 选择绕组线径Np: Φ0.1*120CNs: Φ0.1*200CN: Φ0.256): 由于为安全电压.故不须包MARGIN TAPE.单端正激励(FORWARD)设计例题二输入电压﹒Vi= 100V (85V~135V),额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V(4.5-5.5)﹒Io=20Af=200kHz δmax=0.42设计步骤: 选择PC40..TP4等材质选TP4. EE28C.Ae: 87.4mm2. B S: 3800G S 取Bmax=2000G1): T=1/fo=1/200K=5us2): Tonmax=T*Dmax=5*0.42=2.1us3): V2min=(Vo+VL+VF)*T/Tonmax=(5.5+0.2+0.5)*5/2.1=14.8V4): n=V2min/V1min=14.8/100=0.1485): N2=(V2min*Tonmax/Bs*Ae)*104 =(14.8*2.1/2000*87.4)* 104=1.83T︽2T6): N1 =N2/ n=2/0.148=13.5T ︽14TTonmax=(Vo+VL+VF)*T/ V2min=2.09 Dmax= Tonmax/T=2.09/5=0.418︽0.42优化设计举例1）绕线空间设计: 变压器绕线空间设计得好﹐使其耦合传递最佳﹐发挥功率更佳﹐干扰更小﹐例一﹐ETD44A V 音响主功率变压器1－2Φ0﹒35 X725T1－2 Φ0﹒21 X10X2 25T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T2－3 Φ0﹒21 X10X2 25T2－3 Φ0﹒35 X7 25T减小绕线高度﹐对理线较合理﹒例二﹐EI22 DVD 辅助变压器1－X Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 6--8-------------------- 6--8-------------------- 6--9--------------------6--9--------------------X －2 Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 增强耦合性能﹐采用并联绕线﹐合理安排接线工艺﹐减小漏感﹒例三﹐EER28 DVD 主功率变压器3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X2 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X5 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T加大耦合﹐减小漏感﹐提高负载能力﹒17--15 Φ0.40X2 4T随着变压器的小形化﹐可以根据爬电距离来实现安全性能要求﹐设计产品的目的﹐主要满足用户要求﹐符合安全性能规定﹒1﹒干燥空气爬电耐压距离﹕经验距离为1mm /1000V ﹒2﹒TAPE （0﹒025／0﹒065）P －S 三层规定﹕ 1层>4000V 延伸变形后＞1500V ﹒ 3﹒S 线圈－S 线圈之间爬电耐压距离﹕＞1500V＞1.5mm ﹒4﹒边缘胶带MARGINTAPE 爬电耐压距离﹕ 边缘安胶W=3mm 可根据Vi 电压W1.5－2.mm ﹒ 5﹒采用TEX －E 线解决耐压距离﹕ 三重绝缘线 层>6000V 延伸变形后耐压下降﹒6﹒胶带绝缘层解决耐压距离﹕ 胶带村垫SOL 一层SPC 二层﹐反贴胶带等﹒ 7﹒规格耐压条件(3.0KV/60’ 2mA) 制程条件UL3.0KV ＊1.2倍/2’ 2mA ﹒ 8﹒层间耐压要求﹕3）开关变压器的参数分析1.关于集肤效应可选用多股线（满足b>a a=r2πb= r2π*x x= x股线）满足高频负载电流﹐降低变压器温升﹒2. 关于L k与Cp是一对矛盾﹐一般要求变压器平衡L k与Cp参数﹐L k不要追求愈小愈好﹐Cp 的增加会引起噪声的增加﹒开关变压器GAP&L K1﹒气隙GAP 设计大小与所需要的传递能量有关﹐GAP 大气隙长度增加也就是气隙体积增加﹐电感下降﹒GAP 小容易引起电感饱和﹒2﹒气隙GAP传递能量大小与使用的工作频率有关﹐高频时（＞60KHZ ）磁芯损耗加大﹒ 3﹒LEAKAGE 漏感﹕初级绕组P&S 次级主绕组相邻紧密﹐耦合面积大﹐（P ﹒S 夹绕）漏感量小﹒S 次级主绕组如果匝数少﹐疏绕或者增加匝数﹐也可减小漏感量﹒。

开关电源变压器设计开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N工频变压器与高频变压器的比较﹕工频 高频E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZE ＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕ η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm )功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小开关变压器主要工作方式一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.反馈方式: 自反馈; 它反馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD一.隔离方式:二.开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求P N…(SOL.SPC).PN//PN.PN-PN. S N(SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V℃……..三.反馈方式:四.控制方式: PWM: PFM脉冲宽度调制 脉冲频率调制五.常用电路形式:单端正激励FORWARD开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求..单端反激励FLYBACK 调节TON 使能量守恒定1/2*L P *I PK 2=1/2*L S *I SK 2加GAP 曲線Br 下降﹐ΔB 傳遞能力增大﹒傳遞磁能區間增加单端反激励(Flyback)波形分为:临界状态,非连续状态, 连续状态(常用状态).Po=1／2LI pk2*f (η)Vi min=I pk*Lp／TonPo／Vi min I pk=2Po／D max Vi min ( Po=VoIo)Vi min*Ton=I pk*Lp Lp=Vi min*D max／I pk*fNp=Lp*I pk／Ae*ΔB Np= ΔB*Ig／0.4π*I pkIg=0.4πL p I pk2／Ae*ΔB2Vo+VD=Vimin*(Dmax／1-Dmax)*Ns/NpNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vi min*D maxDmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax K=Vi max/Vimin单端反激励(Flyback)设计例题一条件﹕V i =170V－270V ﹐f= 30K HZ V o= 5V, Io=20A, D max=0.45(设计取值)设计﹕1) Vi min=170*1.4-－20=218V, Vi max=270*1.4－20=358VVi min=170*√2-(V D.ΔU) Vi max=270*√2-(V D.ΔU)Vi min=(V iACMIN)2-2Po(1/2fL -tc)2) I pk=2*5*20／218*0.45=2.04A ηCIN Ipk=2Po／DmaxVimin ( Po=V oIo) Po=1／2LI pk2*f (η)3) Lp=218*0.45／2.04*30000=1.6mHLp=Vimin*Dmax ／Ipk*f4) K=358／218=1.64K=Vimax/Vimin5) Dmin=0.45／(1-0.45)*1.64+0.45=0.332Dmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax6) CORE查表100W 选择EER42／15 Ae=183mm2(1.83cm2) Bs=390mT(3900Gs)Core=g/w(f=20k Hz REF)7) WIRE查表或SΦ=√I/3=√20/3=2.58mm 选"铜箔"为佳.PΦ=√2.04/3=0.82,选0.60X2r2*π(2.58/2)2*3.14=5.225 选择19#,Φ=0.98*7 (0.98/2)2*3.14*7=5.277（4Pin并绕）8) Ig=(0.4*3.14*1.6*10-3*2.042／1.83*19502 )*108=0.12cmIg=0.4πLpIpk2／Ae* ΔB29) Np=1950*0.12／0.4*3.14*2.04=91.32T . Np=(0.0016*2.04／1.83*1950)*108=91.46TNp=ΔB*Ig／0.4π*Ipk Np=Lp*Ipk ／Ae*ΔB10) Ns=(5+1)*(1-0.45)*91／218*0.45=3.06T 11）P=1/2*1.6*2.042*30=96WNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vimin* Dmax P=1/2LI2*f单端正激励(FORWARD)设计例题一输入电压﹒Vi= 48V (36~60V), 额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V﹒Io=11A 额定输出功率55W. 最大输出功率65Wf=470kHz (450~500 kHz) δmax=0.42 η=82设计步骤: 选择PC50. 3F3. N49等材质选PC50. EPC25.Ae: 46.4mm2. Le: 59.2mm. B S: 3800G S1): Ipk= Ic= 2POUT / Vinmin= 2*65 / 36= 3.6A2): Np= Vinmax*108 / (4FBmax*Ae) 取Bmax=2000G= 60*108 / (4*450K*2000G*0.464)= 4TS, 调整为6TS3): Ns= Np *(Vo+V D) / (Vi*δmax)= 4* (5.5+1)/(36*0.42)= 1.7TS 调整为2TS4): 反馈绕组. N= Np*(15+1) / (36*0.42)= 6*16/(36*0.42)= 6TS5): 选择绕组线径Np: Φ0.1*120CNs: Φ0.1*200CN: Φ0.256): 由于为安全电压.故不须包MARGIN TAPE.单端正激励(FORWARD)设计例题二输入电压﹒Vi= 100V (85V~135V),额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V(4.5-5.5)﹒Io=20Af=200kHz δmax=0.42设计步骤: 选择PC40..TP4等材质选TP4. EE28C.Ae: 87.4mm2. B S: 3800G S 取Bmax=2000G1): T=1/fo=1/200K=5us2): Tonmax=T*Dmax=5*0.42=2.1us3): V2min=(Vo+VL+VF)*T/Tonmax=(5.5+0.2+0.5)*5/2.1=14.8V4): n=V2min/V1min=14.8/100=0.1485): N2=(V2min*Tonmax/Bs*Ae)*104 =(14.8*2.1/2000*87.4)* 104=1.83T︽2T6): N1 =N2/ n=2/0.148=13.5T ︽14TTonmax=(Vo+VL+VF)*T/ V2min=2.09 Dmax= Tonmax/T=2.09/5=0.418︽0.42优化设计举例1）绕线空间设计: 变压器绕线空间设计得好﹐使其耦合传递最佳﹐发挥功率更佳﹐干扰更小﹐例一﹐ETD44A V 音响主功率变压器1－2Φ0﹒35 X725T1－2 Φ0﹒21 X10X2 25T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T2－3 Φ0﹒21 X10X2 25T2－3 Φ0﹒35 X7 25T减小绕线高度﹐对理线较合理﹒例二﹐EI22 DVD 辅助变压器1－X Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 6--8-------------------- 6--8-------------------- 6--9--------------------6--9--------------------X －2 Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 增强耦合性能﹐采用并联绕线﹐合理安排接线工艺﹐减小漏感﹒例三﹐EER28 DVD 主功率变压器 3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X2 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X5 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T加大耦合﹐减小漏感﹐提高负载能力﹒17--15 Φ0.40X2 4T随着变压器的小形化﹐可以根据爬电距离来实现安全性能要求﹐设计产品的目的﹐主要满足用户要求﹐符合安全性能规定﹒1﹒干燥空气爬电耐压距离﹕经验距离为1mm /1000V ﹒2﹒TAPE （0﹒025／0﹒065）P －S 三层规定﹕ 1层>4000V 延伸变形后＞1500V ﹒ 3﹒S 线圈－S 线圈之间爬电耐压距离﹕＞1500V＞1.5mm ﹒4﹒边缘胶带MARGINTAPE 爬电耐压距离﹕ 边缘安胶W=3mm 可根据Vi 电压W1.5－2.mm ﹒ 5﹒采用TEX －E 线解决耐压距离﹕ 三重绝缘线 层>6000V 延伸变形后耐压下降﹒6﹒胶带绝缘层解决耐压距离﹕ 胶带村垫SOL 一层SPC 二层﹐反贴胶带等﹒ 7﹒规格耐压条件(3.0KV/60’ 2mA) 制程条件UL3.0KV ＊1.2倍/2’ 2mA ﹒ 8﹒层间耐压要求﹕3）开关变压器的参数分析1.关于集肤效应可选用多股线（满足b>a a=r2πb= r2π*x x= x股线）满足高频负载电流﹐降低变压器温升﹒2. 关于L k与Cp是一对矛盾﹐一般要求变压器平衡L k与Cp参数﹐L k不要追求愈小愈好﹐Cp 的增加会引起噪声的增加﹒开关变压器GAP&L K1﹒气隙GAP 设计大小与所需要的传递能量有关﹐GAP 大气隙长度增加也就是气隙体积增加﹐电感下降﹒GAP 小容易引起电感饱和﹒2﹒气隙GAP传递能量大小与使用的工作频率有关﹐高频时（＞60KHZ ）磁芯损耗加大﹒ 3﹒LEAKAGE 漏感﹕初级绕组P&S 次级主绕组相邻紧密﹐耦合面积大﹐（P ﹒S 夹绕）漏感量小﹒S 次级主绕组如果匝数少﹐疏绕或者增加匝数﹐也可减小漏感量﹒。

反激式开关电源变压器设计一、设计原理反激式开关电源变压器基于开关电源的工作原理，利用开关元件（开关管或者MOS管）、变压器、滤波电容和反激电容等组成。

其基本原理为：输入交流电经过整流滤波得到直流电压，然后由开关元件进行开关控制，将直流电压通过变压器变换为所需的输出直流电压，最后通过滤波电容输出稳定的直流电压。

二、关键技术1.变压器设计：反激式开关电源变压器的设计是整个电源设计中最为关键的部分。

在设计变压器时，要考虑输出功率、输入电压范围、输出电压等参数。

通常采用环型铁芯、锥形铁芯或者斜式铁芯，以减小漏电感和磁性损耗，提高效率。

同时，在设计过程中还要考虑绕组的匝数、电流和绝缘等级等方面的因素。

2.开关元件选择：开关元件是实现能量转换和控制的关键部分。

常用的开关元件有开关管、MOS管等。

选择合适的开关元件需要综合考虑电源输出功率、开关频率、开关速度、导通压降以及温升等因素。

3.控制电路设计：控制电路主要负责控制开关元件的导通和关断。

常见的控制电路有单片机控制和集成电路控制两种。

单片机控制的优点是灵活性高、可编程性强，但需要额外增加单片机等硬件，造成成本增加；集成电路控制则更简单，但灵活性较差。

三、注意事项1.确保变压器设计合理：变压器设计要保证核心材料的选取合理，应该选择磁性能好、耐高温的材料。

此外，变压器的绕组要均匀绝缘，并合理设计匝数，以减小漏电感和损耗。

2.开关元件的选择要合适：开关元件选择要根据实际工作条件来确定，如输出功率、输入电压范围、输入电流等。

3.控制电路设计要稳定可靠：控制电路要设计稳定可靠，能够保证开关元件的正常工作。

如果选用单片机控制，还需考虑保护电路的设计，以避免过电流和过压等问题。

4.散热设计要合理：反激式开关电源在工作过程中会产生较多的热量，因此散热设计要合理。

可以采用散热片、散热风扇等降低温度。

总结：反激式开关电源变压器的设计涉及变压器设计、开关元件选择和控制电路设计等多个方面。

开关电源变压器磁芯材料的选择
软磁铁氧体，由于其价格低、适应性能和高频性能好等特点，所以被广泛应用于开关电源中。

软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分为Fe2O3,MnCO3,ZnO,它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。

而镍锌铁氧体的组成部分为Fe2O3,NiO,ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共模天线匹配器等。

在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁芯，而且视其用途不同，材料选择也不同，用于电源输入的滤波器部分的磁芯多为高磁导率磁芯，其材料牌号多为R4K~R10K，即相对磁导率为4000~10000左右的铁氧体磁芯，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其中Bs为0.5T(即5000GS)左右。

开关电源变压器设计开关电源变压器设计1. 前言2. 变压器设计原则3. 系统输入规格4. 变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管4.2计算变压器匝比4.3确定最低输入电压和最大占空比4.4反激变换器的工作过程分析4.5计算初级临界电流均值和峰值4.6计算变压器初级电感量4.7选择变压器磁芯4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度4.9满载时峰值电流4.10 最大工作磁芯密度Bmax4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率4.13 计算绕组的铜损4.14 变压器绕线结构及工艺5. 实例设计—12W Flyback变压器设计1. 前言◆反激变换器优点：电路结构简单成本低廉容易得到多路输出应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源◆设计难点变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式( CCM )高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式( DCM )2. 变压器设计原则Class B不能超过110°C。

因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。

◆成本开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。

3. 系统输入规格输入电压：Vacmin~ Vacmax输入频率：f L输出电压：V o输出电流：I o工作频率：f S输出功率：P o预估效率：η最大温升：40℃4.0变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET:耐压值为V mos输出二极管:肖特基二极管最大反向电压V D正向导通压降为V F4.2计算变压器匝比考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)开关ON ：0.8·V D > V in max / N + V o开关OFF ：0.8·V MOS > N·( V o+ V F) + V in max匝比：N min < N < N max4.3 确定最低输入电压和最大占空比输入滤波电容：2µF~3µF/W 最低输入电压 ( 假设tc=3ms )V in min = √(√2V ac min )2−2 × P in ( T2− t c )C in最低输入电压，最大功率时，占空比最大D maxD max = N ∙ ( V o + V F )N ∙ ( V o + V F ) + V in min4.4 反激变换器的工作过程分析低输入电压时，负载从轻载到重载，变压器经历从DCM →BCM →CCM 的过程 高输入电压时，负载从轻载到重载，变压器一直工作在DCM4.5 计算初级临界电流均值和峰值按照最小输入电压，最大输出功率(Pomax)的条件计算 P o = 1/3P o max 时，变换器工作在BCM P o < 1/3P o max 时，变换器工作在DCM P o > 1/3P o max 时，变换器工作在CCMBCM模式下，最小输入电压时的平均输入电流I in-avg =13∙ P in V in min变压器初级临界电流峰值∆I p1 = I pk1 = 2 × I in−avgD max4.6 计算变压器初级电感量最低输入电压，BCM条件下，最大通时间T on max = 1f s×D max变压器初级电感量Lp =V in min × T on max∆I p14.7 选择变压器磁芯基于输出功率和开关频率计算面积乘积，根据面积乘积来选择磁芯AP p =P o × 1062 × η × K o × K c × f s × B m × jK o是窗口的铜填充系数：取K o=0.4K c是磁芯填充系数；对于铁氧体磁芯取K c=1Bm是变压器工作磁通密度，取B m≤12Bsatj是电流密度，取j = 4.2A/mm2考虑绕线空间，尽量选择窗口面积大的磁芯，查表选择Aw和Ae4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度初级绕组的匝数N p = V in min × t on maxA e ×B m×108增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加在100kHz条件下，损耗与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15% 次级绕组匝数N s = N p / N辅助绕组匝数N cc = ( V cc + 1 ) ×N s / ( V o+ V F )气隙长度: l g = 0.4 π × A e × N2L p4.9 满载时峰值电流CCM时，T on max固定不变输入电压不变，BCM的T on max等于CCM的T on maxT on max内，电感电流线形上升增量∆I p1 = V in min × T on maxL p= ∆I p2低输入电压，满载条件下P o = 12×η× L p × (I2pk2– I2pk0 ) × f s变压器初级峰值电流I pk2 =P o / ηV in min × D max+ ∆I P224.10 最大工作磁芯密度B maxB max = L p × I pk2×108< B sat4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值梯形波电流的中值 ：I a = I pk - ∆I2电流直流分量 ：I dc = D max × I a电流有效值 ： I prms = I a √D max电流交流分量 ：I ac = I a √D max (1−D max )4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率导线的横截面积自然冷却时，一般取电流密度 j = 4A / mm 2 初级绕组：S p = I prms ( A ) / 4 ( A / mm 2 ) 副边绕组：S s = I srms ( A ) / 4 ( A / mm 2 )线径及根数集肤深度 δ= 6.61 / √f s cm导线线径不超过集肤深度的2倍，若超过集肤深度，则需多股并绕 根据安规要求考虑加一定宽度的挡墙窗口占有率 K 0A w ≥ N p ×π×R p 2 + N s ×π×R s 2 + N cc ×π×R cc 24.13计算绕组的铜损根据导线的电阻和集肤深度，确定每个绕组的铜损耗 总损耗一定要小于预算损耗，温升经验公式loss4.14变压器绕线结构及工艺骨架的选取：累计高度、宽度绕法：初级和次级交错式(三明治)绕法：漏感小5. 设计实例—12W开关电源变压器设计5.1 系统输入规格输入电压：90Vac~265Vac输入频率：50Hz输出电压：12V输出电流：1.0A输出功率：Po=12W开关频率：50kHz预估效率：0.75输入最大功率：Pin=16W变压器最大温升：40℃5.2 开关管MOSFET和输出整流二极管开关管MOSFET耐压: V mos=600V输出二极管：反向压降V D=100V ( 正向导通压降V F=0.5V )5.3计算变压器匝比0.8 ∙V D > V in max / N + V o→0.8 ×100 > 375 / N +120.8 ∙V mos > N ∙( V o + V F ) + V in max→0.8 ×600 > N ×( 12 + 0.5 ) +375 5.5 < N < 8.45.4 最低输入电压和最大占空比选择C in=22µF最低输入电压：V in min = √(√2Vac min)2− 2 × P in (T2− t c)C in=√1272− 2 ×16 ×7 × 10−322 × 10−6≈77V最大占空比：Dmax =N ∙ (V o+ V F )N ∙ ( V o+ V F)+ V in min=6 × 12.56 ×12.5+77= 0.495.5 计算初级临界电流均值和峰值I in-avg =13∙ P inV in min=163 ×77= 0.07 A∆I p1 = I pk1 = 2 × I in−avgD max=2 ×0.070.49= 0.285 A5.6最大导通时间和初级电感量最大导通时间：T on max = 1f s×D max = 9.8 μs变压器初级电感量：L p = V in min×T on max∆I p1=77 ×9.8 × 10−60.285≈2.7mH5.7 变压器磁芯面积AP p =12 × 1062 ×0.75 ×0.42 × 50 × 10 ×1600 ×4= 0.066 cm2( 铁氧体磁芯B sat = 3900G , 取B m = 1600G )查表EF20 A e = 0.335 cm2，A w = 0.6048 cm25.8 变压器初级匝数、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度N p = 77 ×9.8 × 10−60.335 ×1600×108= 140.7取N p = 140 TsN s = 140 / 6 = 23.3 Ts 取N s = 23 Ts N cc = 19 ×23 / 12.5 ≈35 Tsl g = 0.4π ×33.5 × 14022.6= 0.2 mm5.9 满载时峰值电流、最大工作磁通密度I pk2 =Po / ηVin min×Dmax+∆Ip2=1677 ×0.49+ 0.14 = 0.56 ABmax = Lp ×Ipk2Ae ×Np=2.6×10−3 × 0.560.335 ×140×108= 3100G < 3900G5.10 变压器初级电流、副边电流的有效值原边各电流：电流中值I pa = 0.42A 电流有效值I prms = 0.29A电流直流值I pdc = 0.20A 电流交流值I pac = 0.208A副边各电流：电流直流值I sdc = 1A 电流有效值I srms = 1.38A电流中值I sa = 1.92A 电流交流值I ac = 0.959A5.11 计算原边、副边绕组的线径，估算窗口占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √s= 6.61 / 3= 0.29 cm初级绕组：S p =0.068mm 2→Φ0.25mm ×1P →R DC = 4.523mΩ/cm ( 100℃ ) 副边绕组：S s = 0.328mm 2→Φ0.40mm×2P →R DC = 0.892mΩ/cm ( 100℃ ) Vcc 绕组：S cc = 0.1/4.2 = 0.024mm 2 →Φ0.1mm×2P 窗口占有率：0.4 × 60.48 ≥ 140 × π× 0.1252 + 23 × π× 0.22 + 35 ×π× 0.08224.2 ≥ 13.6 OK5.12 计算绕组的铜损平均匝长 l av = 23.5 mm各绕组绕线长度：原边 l Np = 140 × 23.5 = 329 cm副边 l Ns = 23 × 23.5 = 54.0 cm各绕组直、交流电阻：原边R pdc =1.45Ω R pac =2.38Ω副边R sdc =0.024Ω R sac =0.038ΩVcc 绕组电流过小，忽略绕组损耗各绕组损耗：P u = 0.30W {P p = I prms 2× R pdc + I pac 2 × R pac =0.22W P s = I srms 2× R sdc + I sac 2 × R sac =0.08W5.13 计算绕组的铁损计算铁损：查磁芯损耗曲线，PC40在 ΔB = 0.15T 时为80mW / cm 3 铁损 P Fe = 80 × 1.5 = 0.12 W估算温升总损耗 P loss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W经验公式 ∆T ≈ 34 × √33.5 ×60.48= 22℃ < 40℃设计 OK5.14 变压器绕线结构及工艺绕线宽度高度累计查EF20 Bobbin 绕线宽度W=12.1mm ，高度H=2.9mm0.25mm，最大外径0.275mm 每层35T，W1=9.62mm0.40mm，最大外径0.52mm 每层23T，W2=11.9mm0.10mm，最大外径0.13mm 每层35T，W3=9.1mm(0.1mm×2P) 总高度= 0.275×4 + 0.52 × 2 + 0.13 × 3 + 0.03 × 7 = 2.74 mm绕线结构次级→初级→次级。