一种超宽频带双圆锥全向天线的设计

超宽带双环单极天线的分析与设计
孙博;邱景辉;钟玲玲;李高飞
【期刊名称】《科学技术与工程》
【年(卷),期】2009(009)024
【摘要】提出了一种超宽带双环单极天线的设计思想及应用模型.仿真与实测结果表明,此双环单极天线可以很好地工作于(0.8-10.6) GHz的超宽频带范围内,而其风载面积仅为相同直径的圆片单极天线的35.9%.在保证性能的前提下,大大提高了天线的抗风能力.此外,由于此超宽带双环单极天线的环宽很窄,可以用软金属做成可折叠的便携式天线,具有较高的实用价值.
【总页数】5页(P7353-7357)
【作者】孙博;邱景辉;钟玲玲;李高飞
【作者单位】哈尔滨工业大学电子与信息工程学院,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学电子与信息工程学院,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学电子与信息工程学院,哈尔滨,150001;哈尔滨工业大学电子与信息工程学院,哈尔滨,150001
【正文语种】中文
【中图分类】TN822.4
【相关文献】
1.陷波可重构的超宽带单极天线设计 [J], 王彩霞;栗靖宙;闫丽云;李莉;韩国瑞;韩丽萍
2.超宽带圆片单极天线的改进设计 [J], 钟玲玲;李永翔;李鹏
3.金属地平面尺寸对超宽带单极天线性能影响 [J], 王振;李洪涛
4.一种小型双陷波超宽带单极天线的设计 [J], 魏小飞;周希朗;沈秋生
5.多频带陷波可重构的超宽带单极天线 [J], 陈江瑜;龚雪;宋艳丽;刘德兵
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

双频一体化超宽带探地雷达天线设计
林翔宇;曾卫华
【期刊名称】《电子科技》
【年(卷),期】2024(37)4
【摘要】针对目前探地雷达(Ground Penetrating Radar,GPR)产品单一频段工作所导致的耗时费力、效率低等缺点,文中设计实现了一种中心频率分别为400 MHz、1000 MHz且带宽为200~1500 MHz的双频一体化复合阵列天线,并将其应用于
超宽带(Ultra-Wide Band,UWB)探地雷达系统中。

阵列天线包含3个中心频率为400 MHz和6个中心频率为1000 MHz的蝶形天线,具备双频段同时探测能力,可
实现一条测线含两种不同频段的探测结果,克服了传统探地雷达不同频率的重复探
测问题,增强了探地雷达系统的实用性。

所提出的双频一体化探地雷达天线具有超
宽带、高增益、波束窄等特点,其相对带宽为153%,整个带宽内最高实现17.6 dBi
峰值增益,半功率波束宽度最窄为7.6°,为高分辨率、高效率探地雷达应用提供了一种新的天线方案。

【总页数】5页(P25-29)
【作者】林翔宇;曾卫华
【作者单位】中国地质大学地球物理与信息技术学院
【正文语种】中文
【中图分类】TN82
【相关文献】
1.一种末端加载型300 MHz／1 GHz双频车载超宽带探地雷达天线设计*
2.用于探地雷达的超宽带天线设计与仿真
3.用于探地雷达的超宽带介质埋藏天线设计
4.用于探地雷达的超宽带单极子天线设计
5.一种低频超宽带脉冲探地雷达天线设计
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

一种S波段宽带双圆极化天线设计本文设计了一种新型宽带高增益双圆极化天线，该天线采用圆形罩杯和多个金属圆盘贴片相结合的层叠结构。

通过改变圆形罩杯和金属圆盘贴片直径的大小来调节天线单元的增益以及天线的阻抗带宽，得到了良好的效果。

天线通过四点正交馈电方法实现圆极化辐射。

馈电网络采用具有低损耗特性空气板线形式的90o电桥和180o环形电桥组成。

通过激励90o电桥两个输入端口实现天线左右旋圆极化变换。

采用商业仿真软件HFSS对天线结构尺寸进行优化设计，仿真结果表明该天线具有结构形式简单、增益高、带宽宽、轴比性能好等优点。

该天线适合用于一些小角度扫描的相控阵天线系统。

标签：圆极化；宽带；高增益；轴比1 引言本文设计了一种通过四点正交馈电的高增益罩杯天线，该天线采用圆形罩杯和金属圆盘贴片相结合。

通过多个圆盘贴片谐振在不同的频点来展宽天线的阻抗带宽，同时利用不同尺寸的反射罩杯来改变天线单元增益。

天线的馈电网络由一个90o电桥和两个180o环形电桥组成。

通过HFSS对天线单元结构尺寸进行优化分析，结果表明天线的S11在工作带宽（2Ghz-2.3Ghz）范围内小于15dB。

天线方向图法向轴比在±13o范围内小于1.5dB，增益大于14dB。

这种结构的圆极化天线在一些小角度扫描相控阵天线系统具有广泛的应用前景。

2 圆极化辐射单元设计天线结构形式如图1所示分为2个部分。

上层为罩杯天线，下层为天线的馈电网络。

罩杯天线为4层结构，上3层为辐射金属圆盘，最下层为金属反射罩杯。

辐射金属圆盘通过一个金属圆柱支撑杆串连起来。

罩杯天线的4个馈电点位于最下层的金属圆盘贴片。

为了实现罩杯天线辐射场的左右旋圆极化可变，天线的馈电网络采用具有低损耗特性空气板线形式的90o电桥和180o环形电桥组成如图2所示。

通过激励90o电桥不同输入端口实现输出端口相位0o、90o、180o、270o 和270o、180o、90o、0o变化。

通过HFSS对天线单元优化仿真。

作者简介院张延涛(1983-)，男，工程师，本科生，研究方向为电磁环境监测与接收前端设计。

一种加载圆锥单极子天线的设计与实现Design and Implementation of a Loaded Conical Monopole Antenna张延涛,张国锋(中电科思仪科技股份有限公司,山东青岛266555)Zhang Yan-tao,Zhang Guo-feng (The Ceyear Technology Co.,Ltd.of CETC,Shandong Qingdao 266555)摘要：介绍了一种加载圆锥单极子天线的设计，加载圆锥单极子天线具有形式简单、频带宽、交叉极化低和增益高的优点。

通过电磁仿真软件，计算了天线的驻波比和方向图随频率的变化规律。

分析表明文中的天线超宽带、全向，满足驻波比的要求，具有良好的应用前景。

关键词：加载圆锥单极子天线；超宽带；全向中图分类号：TN823+.15文献标识码：A文章编号：1003-0107(2021)05-0029-03Abstract:The design of a loaded conical monopole antenna is introduced.The loaded conical monopole an-tenna has the advantages of simple form,wide bandwidth,low cross-polarization and high gain.The frequency dependence of the standing wave ratio and the patterns of the antennas is calculated by the electromagnetic simulation software.The analysis shows that the antenna in this paper has UWB,omni-directional,meets the requirement of standing wave ratio,and has a good application prospect.Key words:loaded conical monopole antenna;Ultra-wideband;entirely direction CLC number:TN823+.15Document code:AArticle ID ：1003-0107(2021)05-0029-030引言天线是完成辐射功能的器件，其辐射能力与波长和结构形式有关。

第二章 双锥天线可以用简单的办法扩展电偶极子天线的带宽，其一是增加电偶极子的导线直径，其二是进一步扩展这一思路，用直径渐变的导线去替代电偶极子的辐射体，形成双锥结构，即本章研究的双锥天线，能大大扩展天线带宽。

首先研究理想化的双圆锥天线，然后讨论几种实用的变形天线。

2．1 无限长双圆锥天线一金属导线与z 轴之夹角为θh ， 绕z 轴旋转一周形成图1所示的无限 长金属双圆锥。

两个顶点之间的间距h 为无限小，在顶点处双圆锥互相绝 缘。

用射频信号源接于两顶点之间， 在金属圆锥面上产生电流，并向空间 辐射电磁波。

图1所示结构即无限长双圆锥天线。

分析表明，该结构可以看成是无限长圆锥传输线， 图1. 无限长双圆锥天线传输的主模是TEM 球面波。

空间中仅存在H φ和E θ两个场分量。

由E j H ωε=⨯∇可得(提示：])([ˆ)](sin 1[ˆ])sin ([sin ˆθφφθθφθθθθφθφ∂∂-∂∂+∂∂-∂∂+∂∂-∂∂=⨯∇r rF rF r r rF r F r F F r r F ）0)sin (sin 1==∂∂r E j H r ωεθθθφ (2.1)θφωεE j rH rr =∂∂-)(1 (2.2) 由式（2.1）看到θφsin 1∝H (2.3)根据无限长圆锥结构，把磁场写成如下形式rjkr H H )exp(sin 40-=θπφ (2.4)把式(2.4)代入式(2.2)得到r jkr H jkr r H r jE )exp(sin 4)exp(sin 400-=-∂∂=θπηθπωεθ (2.5)式(2.5)就是φθηH E =，满足TEM 波的要求。

场分量随θ的变化为θsin 1，归一化辐射方向图为θθθsin sin )(hF =， h θ<θ<h θπ- (2.6) 方向图如图2所示。

为了求解天线输入阻抗，首先必须确 定端电压和端电流。

参见图1，电压 等于E θ沿着r =常数的路径积分，)2ln(cot )exp(2sin 1)exp(4)(00h jkr H d jkr H rd E r V hhh hθπηθθπηθθπθθπθθ-=-==⎰⎰-- )cot csc ln csc (c x x xdx ++-=⎰ (2.7)磁场H φ在导体表面的边界条件为φH J s =，锥面上总电流为)exp(2sin 2sin )(200jkr H rH d r H r I -===⎰πφφθπφθ (2.8) 由式(2.7)和式(2.8)得到任意r 处的圆锥传输线特性阻抗为))2ln(cot()()(0h r I r V Z θπη==(2.9)可以看到Z0与径向坐标r无关，因此，也是馈电点的阻抗，即天线输入阻抗。

现代电子技术Modern Electronics Technique2023年11月1日第46卷第21期Nov. 2023Vol. 46 No. 210 引 言随着信息技术的迅猛发展，空天地海一体化通信系统已经成为未来通信网络的发展趋势，卫星通信具有覆盖范围广、不受地理条件限制等优点，其作为天基通信的重要组成部分和未来6G 网络技术发展的重要方向，已经成为学术界研究的热点[1]。

天线作为卫星通信系统的关键组成部件之一，要求具有宽带宽、高增益、圆极化和结构简单、易于集成等特性。

由于法布里⁃珀罗（Fabry Perot, FP ）谐振腔天线具有增益高、馈电简单的特性，自从其诞生以来便受到了学术界的广泛关注[2]。

FP 天线具有馈电结构简单、增益高的优点，近年来学术界对于FP 天线的双频段工作、宽带性能以及如何实现圆极化辐射做了大量研究工作，其在卫星通信系统中有良好的应用潜力。

对于FP 天线的双频工作特性[3⁃5]，可采用频率选择表面（Frequency Selective一款双频双宽带双圆极化Fabry⁃Perot 谐振腔天线吕 军1， 钟选明2（1.国能包神铁路有限责任公司， 内蒙古 鄂尔多斯 017000；2.成都交大运达电气有限公司， 四川 成都 610000）摘 要： 文中设计了一款双频双宽带双圆极化的法布里⁃珀罗（FP ）谐振腔天线。

传统的FP 天线具有高增益特性但是难以实现宽带及双频带工作，为了改善其性能，提出一种具有双频正相位梯度的部分反射表面，利用其正相位梯度特性弥补电磁波频率升高带来的空间相位变化，从而在较宽的带宽内满足FP 天线的谐振条件以实现宽带辐射。

通过加载寄生贴片以及缝隙耦合馈电的方式设计宽带圆极化馈源，并且采用人工磁导体结构替代传统的金属地板，在同一谐振腔高度下满足两个频段的谐振条件，简化了双频FP 天线的结构。

全波仿真结果表明，所提出的FP 天线3 dB 轴比带宽分别为10.1%和13.8%，峰值增益达到12.45 dBi 和11.9 dBi ，3 dB 增益带宽分别为11.5%和14.8%。

一种超宽带、大扫描角Vivaldi天线阵列刘阳洋;任宇辉;伍捍东;高宝建【摘要】A double-faced Vivaldi antenna is designed and tested.Through optimizing structure design,the feeding efficiency and the impedance bandwidth of the antenna are improved.Meanwhile,the mutual coupling between the elements is greatly reduced when the antenna is used for an array.The measured results show the return loss of the presented antennais less than-10 dB from 2 to 8 GHz and the average gain is larger than 5 dBi.An ultra-wideband array is also formed by the Vivaldi antenna.In this array,the idea of "staggered arrangement" is adopted.This method can effectively solve the contradiction between the sizes and the spacing of antenna elements.So,the grating lobe of the array is suppressed,and the beam scanning angle range is markedly increased.The simulation analysis shows that the scanning angle of the staggered array of E-field is improved at least 20 degrees in 4-6 GHz.%设计并加工测试了一款双面Vivaldi 天线.通过结构优化,提高了馈电效率和阻抗带宽,并在组阵后显著降低了阵元间的互耦.实测结果表明该天线可以实现在2～8 GHz的频带内回波损耗(Return Loss,RI)、于-10 dB,平均增益大于5 dBi.并采用“交错排i列”的思路,将所设计的双面Vivaldi天线组成超宽带阵列.此种方式可以有效解决天线尺寸和最佳阵列间距之间的矛盾,进而抑制栅瓣,增大波束扫描角范围.仿真分析表明,在4～6 GHz时,E面交错阵列比普通一维阵列的扫描角范围提高20°左右.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2016(031)006【总页数】8页(P1099-1106)【关键词】超宽带阵列;波束扫描;Vivaldi天线;大扫描角【作者】刘阳洋;任宇辉;伍捍东;高宝建【作者单位】西北大学信息科学与技术学院,西安710127;西北大学信息科学与技术学院,西安710127;西安恒达微波技术开发公司,西安710100;西北大学信息科学与技术学院,西安710127【正文语种】中文【中图分类】TN823随着无线通信技术的快速发展,人们要求其天线系统具有增益高、频带宽、旁瓣低以及波束指向可控等特性. 而在实际应用中,由于单个天线的辐射特性很难同时满足上述要求,因此具有超宽频带、大扫描角特性的波束扫描阵列越来越受到人们的关注[1-2].要设计出同时具有超宽带、大扫描角特性的相控阵天线,必须从阵列单元的设计和组阵方式的优化两方面着手. 常见的超宽带天线阵元主要有Vivaldi天线、Bowtie 天线、双锥天线、非频变天线等[3-5]. 其中Bowtie天线往往要引入阻抗变换器和屏蔽腔,结构略显复杂. 双锥天线虽然结构简单,但其增益较低且体积太大. 而非频变天线,比如平面等角螺旋天线,虽然阻抗带宽很宽,但没有稳定的相位中心,不同频率相位中心的变化会导致脉冲的波形失真. 而Vivaldi天线是一种具有超宽频带和较高增益的端射行波天线,它除了辐射性能好之外,还具有尺寸小、易加工、成本低等特点,因此其日益成为多种超宽带阵列的首选[6-8].而对于波束扫描阵列天线,还要考虑优化单元间距和天线尺寸之间的矛盾,合理地调整组阵方式. 进而减小互耦,抑制栅瓣,增大波束扫描角范围. 阵列天线在国内外的研究非常多,但对于其它频段(例如2～6 GHz)的宽扫描角相控阵天线的研究较少.本文首先设计并加工、测试了一款双面Vivaldi天线,其在2～8 GHz的频带内回波损耗小于-10 dB,平均增益大于5 dBi. 双面结构的Vivaldi天线既可以保证系统的超宽频带特性,还能在组阵时有效减少单元间的互耦. 其次,将双面Vivaldi天线单元组成一维扫描阵列,并创新性地采用“交错排列”的思想,有效地抑制了阵列中栅瓣的影响,增大了扫描角度.Vivaldi天线有单面、双面,以及异面、共面等多种结构. 本文采用双面结构主要是为了在组成阵列时减小单元间的互耦. 如图1(a)所示,典型的双面Vivaldi天线单元由金属辐射结构、带状线馈线和介质基板组成. 其中金属辐射结构又包括指数渐变曲线槽线、矩形槽线和圆形腔体三部分. 本设计中: 1)将四分之一波长短路矩形槽线(ls)改进为圆形腔结构; 2)将四分之一波长开路带状线(lm)改进为一个扇形结构; 3)在天线单元的槽线周围布满金属化孔. 这些措施可以提高耦合效率,展宽带状线-槽线巴伦的阻抗带宽,并且避免阵列天线宽角扫描波束出现盲斑[9].金属辐射结构的指数曲线模型满足[10]:y=±(c1eRx+c2),式中: P1(x1,y1)为指数渐变曲线起点坐标;P2(x2,y2)为终点坐标;R表示曲率.对于带状线-槽线巴伦结构则有[11-12]:Zm=N2Zs,式中: Zs指槽线特性阻抗; Zm指微带线特性阻抗; N指带状线与槽线间的耦合因子. 本设计中,带状线和金属辐射结构都采用厚度t=0.036 mm的铜箔,介质基板采用εr=2.65,h=2 mm,tan δ=0.001的微波复合介质. 其它参数根据公式(1)～(4)确定,具体如表1所示.图2(a)所示为单面Vivaldi天线与双面Vivaldi天线回波损耗曲线对比,可看出加载金属化孔的双面Vivaldi天线回波损耗有明显降低.图2(b)所示为双面Vivaldi天线仿真与实测回波损耗曲线,受实验环境、加工误差等因素的影响,实测比仿真结果在低频段稍差一点,但仍能基本满足在2～8 GHz的频带内回波损耗(Return Loss,RL)小于-10 dB. 图3给出了天线在2、4、8 GHz的实测方向图. 可看出随着天线的工作频率升高,增益变大,波束变窄.2.1 传统一维阵列天线的设计与分析传统的一维阵列有两种排列方式.如图4(a)所示,阵元沿着天线磁场方向排列,称为H 面阵列. 而在图4(b)中,阵元沿着电场方向排列,则为E面阵列. 根据阵列天线理论,为了抑制栅瓣的出现,阵元间距d需满足式中: λmin为工作频段内高频对应的最短波长; θ为天线主瓣辐射方向和阵列法向之间的夹角,而θmax为这个角度的最大值. 本设计中考虑互耦和栅瓣的影响,我们选择d=0.7λmin.以双面Vivaldi天线为阵元,按照图4所示排列方式组成1×32的阵列. 但当组成E 面阵列时发现因为天线单元宽度约为1.5λmin,无法满足d=0.7λmin的条件. 因此,图4(b)所示E面阵列的间距并不是最佳选择.给32个天线单元取等幅分布,加上渐进的相位: φ=-nkdsin θmax(n=0,1,…,31, k 为波数). 当φ=0时,天线的主瓣辐射方向为阵列的法向(θ=0°),此时阵列天线的扫描方向图用ph0表示; 当φ=φmax时,天线的主瓣指向最大扫描角度(θ=θmax),此时阵列天线的扫描方向图用ph1表示. 工程中规定阵列天线方向图栅瓣与主瓣幅值相差不小于10 dBi,故当栅瓣与主瓣幅值相差等于10 dBi时所对应的θ值即为最大扫描角度θmax. 我们依次改变θ值,通过HFSS软件的参数扫描功能仿真阵列方向图,确定阵列的最大扫描角度,由于组成阵列之后,回波损耗只在2～6 GHz达到-10 dB以下,因此阵列扫描只分析2、4、6 GHz三个频点的方向图,传统一维阵列扫描结果如图5所示.通过分析可知:1)阵列的扫描角度范围随着频率的增大而减小; 2)对于E面阵列,由于其固有尺寸使得阵元间距d>0.7λmin,所以在中、高频段其栅瓣较大,无法实现波束扫描功能.2.2 交错阵列天线的设计仿真为了克服传统排列方式中E面阵列在中、高频段无法实现波束扫描的不足,创新性地采用了“交错排列”的思路. 如图6所示,沿着E面或磁场H面将每个双面Vivaldi天线单元错开一段距离(d2)排列,这样就可以保证阵元的间距d1满足公式(5)的要求,进而减小互耦、抑制旁瓣和提高波束扫描范围. 本设计中,我们通过参数优化选定d1=0.7λmin,d2=0.5λmin.同样,对所设计阵列加上渐进的相位. 为了降低阵列旁瓣电平,对阵列采用Taylor分布进行幅度加权[13]. 这里设计旁瓣电平小于-20 dBi,等旁瓣数为3. 依次改变θ值,阵列的最大扫描角度如图7所示. 将之前设计的传统阵列和改进后的交错阵列方向图特性进行比较,结果见表2.综上分析,当我们将传统阵列改进为交错阵列后:1)阵列的增益变化不大,且θ=0°和θ=θmax是增益相差在3 dBi以内; 2)阵列的波束扫描范围有了较大改进. 尤其是对E面阵列而言,因为交错排列使得阵元间距满足了最佳条件,波束扫描范围大大增加; 3)由于交错排列时采用了Taylor阵列综合的方法,阵列的旁瓣电平也比等幅分布时平均下降了4.7 dBi,系统的抗干扰性能大大改善. 4)尽管本文设计的双面Vivaldi天线单元其阻抗带宽可达四倍频程(RL<-10 dB),但分析单元及阵列的方向图特性,其最佳工作频段为三倍频程(2～6 GHz).最后,加工了试验件,实物照片如图8所示. 但由于目前还缺少T/R组件等其他的一些设备、器件,因此暂时无法对天线系统的方向图扫描特性进行测试.2014年叶国华在文献[14]提出了一种机载宽带Vivaldi相控阵天线,在8～12 GHz的范围内实现波束扫描功能,本文则设计、加工、测试了一款工作于2～8 GHz的Vivaldi天线. 为了减小单元间的互耦,使其更加适合组成阵列天线,将经典单面Vivaldi天线改进成双面结构,并且在天线单元的槽线周围布满金属化孔. 其次,针对传统阵列中天线尺寸和阵元间距之间的矛盾,创新性地采用“交错排列”的思路,使阵列在2～6 GHz内实现波束扫描功能. 此外,其思路可方便地扩展到多维面阵中去.刘阳洋 (1991-),女,陕西人,西北大学助理工程师,研究方向为超宽带阵列天线.任宇辉 (1980-),男,陕西人,西北大学讲师,西北工业大学博士. 主要研究方向:电磁场与微波技术,人工电磁材料设计及其应用.伍捍东 (1952-),男,江苏人,研究员级高级工程师,西安恒达微波技术开发公司总工程师; 中国电子学会微波分会、天线分会委员; 海峡两岸无线科技研讨会顾委委员. 主要从事微波天线、微波元器件、微波测量等方面的研究.高宝建 (1965-),男,陕西人,副教授,西北大学网络与通信工程系主任,主要从事“微波技术与天线”及“通信信号处理”研究与教学.【相关文献】[1] KHIDRE A, YANG F, ELSHERBENI A Z. Circularly polarized beam-scanning microstrip antenna using a reconfigurable parasitic patch of tunable electrical size [J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2015, 63(7): 2858-2866.[2] 陈宏伟, 张广求, 雷雪, 等. 波束扫描微带反射阵天线设计[J]. 西安电子科技大学学报, 2015, 42(6): 196-200.CHEN H W, ZHANG G Q, LEI X, et al. Design of beam scanning microstrip reflectarray antenna[J]. Journal of Xidian University, 2015, 42(6):196-200. (in Chinese)[3] RAUT S, PETOSA A. A compact printed bowtie antenna for ultra-wideband applications[C]//European Microwave Conference. IEEE, Rome, 29 September-1 October, 2009: 81-84.[4] 周世钢, 孙保华, 刘其中. 一种改进型全向宽带双锥天线的研究[J]. 电波科学学报, 2009, 24(2): 224-227.ZHOU S G, SUN B H, LIU Q Z. Analysis and design of a novel omni-directional broadbandbiconical antenna for mobile communication[J]. Chinese journal of radio science, 2009,24(2): 224-227. (in Chinese)[5] 方庆园, 金铭, 宋立众, 等. 微带线-槽线馈电缝隙等角螺旋天线设计[J]. 电子与信息学报, 2014, 36(1): 228-233.FANG Q Y, JIN M, SONG L Z, et al. Design of slot equiangular spiral antenna fed by microstrip to slotline[J]. Journal of electronics & information technology, 2014, 36(1): 228-233. (in Chinese)[6] SCHAUBERT D H, KASTURI S, BORYSSENKO A O, et al. Vivaldi antenna arrays for wide bandwidth and electronic scanning[C]//The Second European Conference on Antennas and Propagation. IET, Edinburgh, 2007:1-6.[7] WANG Y W, WANG G M, ZONG B F. Directivity improvement of Vivaldi antenna using double-slot structure[J]. IEEE antennas and wireless propagation letters, 2013, 12: 1380-1383.[8] ZHOU B, YANG Y, LI H, et al. Beam-steering Vivaldi antenna based on partial Luneburg lens constructed with composite materials[J]. Journal of apply physics, 2011, 110: 084908.[9] ZHANG P, ZHANG W X. Ultra-wideband bilateral tapered slot-line antenna fed by coplanar waveguide[J]. Journal of Southeast University(English edition), 2011, 27(2): 128-131.[10] GIBSON P J. The Vivaldi aerial[C]//9th European Microwave Conference. IEEE, Brighton, 1979:101-105.[11] GUPTA K C, GARG R, BAHL I, et al. Microstrip lines and slotlines[M]. London: Artech House, 2007: 306-308.[12] SCHUPPERT B. Microstrip/slotline transitions: modeling and experimental investigation[J]. IEEE transactions on microwave theory and techniques, 1988, 36(8):1272-1282.[13] 任宇辉, 高宝建, 伍捍东, 等. 基于单脊波导缝隙阵列天线研究[J]. 电波科学学报, 2014, 29(2): 391-396.REN Y H, GAO B J, WU H D, et al. Single ridge waveguide-based slot array[J]. Chinese journal of radio science, 2014, 29(2): 391-396. (in Chinese)[14] 叶国华. 机载宽带Vivaldi天线及组阵技术的研究[D]. 成都: 电子科技大学, 2014.YE G H. Research on airborne broadband Vivaldi antenna and array technology[D]. Chengdu: University of Electronics Science & Technology of China, 2014.(in Chinese)。