电流与转速双闭环直流调速系统的设计

1 一、调速系统总体设计

双闭环直流调速系统中设置了两个调节器, 即转速调节器(ASR)和电流调节器(ACR), 分别调节转速和电流, 即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

两者之间实行嵌套连接，且都带有输出限幅电路。转速调节器ASR的输出限幅电压*imU决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压cmU限制了电力电子变换器的最大输出电压dmU。

由于调速系统的主要被控量是转速, 故把转速负反馈组成的环作为外环,

以保证电动机的转速准确跟随给定电压, 把由电流负反馈组成的环作为内环,

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE，这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

给定电压速度调节器电流调节器三相集成触发器三相全控桥直流电动机电流检测转速检测Un*Un+-ΔUnUi*Ui+-UcnUd

图1-1 双闭环调速系统框图

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器。这样构成的双闭环直流调速系统。

2 二、电流、转速调节器的设计

转速、电流双闭环调速系统的动态结构图如图2-1所示：

图2-1 双闭环直流调速系统动态结构图

由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数oiT按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用onT表示，根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为onT的给定滤波环节。

系统设计的一般原则是：先内环后外环。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

2.1电流调节器的设计

1.电流环结构框图的化简

在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈0。这时，电流环如图2-2所示。

3

图2-2电流环的动态结构框图及其化简（忽略反电动势的动态影响）

忽略反电动势对电流环作用的近似条件是

13cmlTTω

式中ωc-------电流环开环频率特性的截止频率。

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) / ，则电流环便等效成单位负反馈系统。

图2-3电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统）

最后，由于Ts 和 Toi 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

T∑i = Ts + Toi

查表1得，三相桥式电路的平均失控时间为0.0017sTs，电流滤波时间常数本设计初始条件已给出，即0.001oiTs

电流环小时间常数之和0.0027isoiTTTs +-ACRUc(s)Ks/R(Tss+1)(Tl s+1)Id(s)U*i(s)T0is+1-11UKUd0(s)+Ui(s)ACR/RTl s+*i(s)Uc(s)sTss+1Id(s)T0is+11T0is+1

4 简化的近似条件为 113cisoiTT

电流环结构图最终简化成图2-4。

图2-4电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理）

2电流调节器结构的选择

根据设计要求：稳态无静差,超调量5%i，可按典型I型系统设计电路调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器其传递函数为：

(1)()iiACRiKsWss

式中 Ki — 电流调节器的比例系数；

i — 电流调节器的超前时间常数。

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择τi=Tl

则电流环的动态结构图便成为图2-5所示的典型形式，其中

isIiKKKR

a) b)

图2-5 校正成典型I型系统的电流环

a) 动态结构图 b) 开环对数幅频特性

+-ACRUc(s)Ks/R(Tls+1)(Tis+1)Id(s)U*i(s)图2-23cK Is(Tis+1)Id(s)+-U*i(s)10L/dBci-20dB/dec/s-1-40dB/decT∑i

5 电枢回路电磁时间常数 Tl=0.015s。

检查对电源电压的抗扰性能：0.0155.560.0027liTsTs，参照典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系表2，可知各项指标都是可以接受的。

3.电流调节器的参数计算

转速反馈系数：a=U*mn/nmax=8/1500=0.005

电流反馈系数：β= U*mn/Idm= U*mn/2IN=8/2×40.8=0.087

电流调节器超前时间常数：0.015ilTs。

电流环开环增益：要求5%i时，按表3应取ξ=0.707，0.5IiKT，

因此110.50.5185.1920.0027IciiiKwsTTs （135.1）

ACR的比例系数为185.190.0156.52.794.81.35IiisKRKK（0.189999）

4.检验近似条件

电流环截至频率：1185.19ciIKs

机电时间常数0.2mTs

1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

111196.1330.0017cissTs****

满足近似条件。

2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

1113354.770.2*0.015cimlsTTs****

满足近似条件。

3）电流环小时间常数近似处理条件

11111255.65330.00170.001cisoisTTss****

6 满足近似条件。

5.计算调节器电阻和电容

含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器如图2-6所示：

其中*iU为电流给定电压，dI为电流负反馈电压，cU为电力电子变换器的控制电压。

图2-6 含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器

由图2-6，按所用运算放大器取040Rk，各电阻和电容值为

02.7940111.6iiRKRkk，取111k

30.00150.1411110iiiCFuFR，取0.14uF

30440.0010.14010oioiTCFuFR，取0.1uF

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为4.3%5%i（见表3），满足设计要求。

2.2转速调节器的设计

1.电流环的等效闭环传递函数

电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图2-5a可知

2111111Iidcli*IiiiII()()()()/()KsTsIsWsKTUssssTsKK

忽略高次项，上式可降阶近似为

111cliI()WssK

7 近似条件可由式113cmin(,)cba求出

13IcniKT

式中 cn ----- 转速环开环频率特性的截止频率。

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为 111dcli*iI()()()IsWsUssK

2.转速调节器结构的选择

电流环的等效闭环传递函数为

111dcli*iI()()()IsWsUssK

用电流环的等效环节代电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-7所示。

图2-7转速换的动态结构框图及其化简（用等效环节代替电流环）

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/，再把时间常数为1/KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节。

其中电流环等效时间常数220.00270.0054IiKTs，（0.0074s）

则转速环节小时间常数 100054000500104nonI...TTsK

（0.0074+0.01=0.0174S） RU1U1n(s)-+Un(s)ASRCeTms*n(s)Id(s)T0ns+1T0ns+1*n(s)11sKI+-IdL(s)图2-26 转速环的动态结构图及其简化电流环

8 则转速环结构框图可简化为图2-8

图2-8转速换的动态结构框图及其化简

（等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理）

按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数为

1nnASRn()()KsWss

式中 Kn ---- 转速调节器的比例系数；

 n ---- 转速调节器的超前时间常数。

这样，调速系统的开环传递函数为

nnnnn2nemnnemn(1)(1)()(1)(1)RKsKRsWssCTsTsCTsTs

令转速环开环增益为nNnemKRKCT

则

211Nnnn()()()KsWssTs

不考虑负载绕动时，校正后的调速系统动态结构框图如图2-9

图2-9转速换的动态结构框图及其化简

（校正后成为典型Ⅱ型系统）

3.计算转速调节器参数 RUn(s)+-ASRCeTmsnU*(s)Id(s)/Tns+1*n(s)+-IdL(s)n(s)+-U*n(s)K)1()1(2sTssnnN