混合箝位式三电平逆变器共模电压的仿真分析

⎧C
⎪⎪
E
≈
⎨⎪⎪⎩VO2G
CLC = VC
+ CM
CT MV CT + C
E
(4)
3 共模电压抑制
从图 3 中可以看出，变频器共模电压主要通 过变压器对地泄露电容及变频器输出侧等效泄露 电容形成电流回路，而加在电动机端的共模电压 值也主要由变频器共模电压、CT 及 CE 决定。目 前主要采用的一种方式是在整个共模回路里面增 加相应的共模电抗器[7]，以限制加在电感动机输 入端的共模成分，并通常有两种方式：其一是在 变频器的直流环节设置，其二是在变频器的输出 侧与滤波电容之间设置，本文仅以直流侧设置共 模电抗器为例加以分析。其等效电路图如图 4 所 示，其中 XCMV 为共模电抗器。
Vol.28 No.4 2008.7/8
船电技术 2008 年 第 4 期
基于中性点钳位型三电平中压变频器共模电压研究
李明勇 1 谢尊肃 2 李洁 1 冯超 1
([1] 中船重工集团公司第 712 研究所 武汉 430064; [2] 中国石油兰州石化公司工程部 兰州 730060)
摘 要：基于中性点钳位型三电平中压变频器的拓扑结构，本文分析了共模电压产生的机理，并推导出等效共模电
通过输出电缆直接加在负载电动机的输入端，通 动机输入共模电压抑制方法。最后本文提出了通
过分布电容及电动机定子和转子间的耦合电容形 过输出滤波器中性点接地方式抑制电动机共模电
成共模电流回路，并直接影响电动机的绝缘寿命。 压抑制方法，高压试验验证了该方法的有效性。
目前常用的高压大功率变频器的拓扑结构有 基于 IGBT 的串联多重化结构及基于 IGCT 的二
图 2 中 CT 为整流变绕组对地的泄漏电容， CLC 为滤波电容对地的泄漏电容，CM 为电动机绕

二极管钳位型三电平逆变器共模电压抑制吴可丽;夏长亮;张云;谷鑫【摘要】二极管钳位型(NPC)三电平逆变器是一种应用广泛的多电平逆变器结构.中点电位不平衡是NPC三电平逆变器固有的缺点.传统虚拟空间矢量调制(NTV2)能在输出电压全范围内控制中点电位平衡,但其产生的共模电压较大.针对上述缺点,提出了一种新型NTV2方法,选用产生共模电压较小的基本电压矢量合成新的虚拟小矢量和虚拟中矢量.同时,提出相占空比法,降低了新型NTV2方法的开关频率,使其开关频率固定.仿真和实验结果验证了新型NTV2方法能够有效地抑制共模电压,且在输出电压全范围内控制中点电位平衡.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2015(030)024【总页数】9页(P110-117,170)【关键词】三电平逆变器;共模电压;中点电位平衡;虚拟空间矢量;相占空比法【作者】吴可丽;夏长亮;张云;谷鑫【作者单位】天津大学电气与自动化工程学院天津 300072;天津大学电气与自动化工程学院天津 300072;天津大学电气与自动化工程学院天津 300072;天津工业大学天津市电工电能新技术重点实验室天津 300387【正文语种】中文【中图分类】TM464在大功率应用场合中，多电平变换器由于其开关器件承受的电压低、输出电压谐波含量小和开关频率低等优点，得到了越来越广泛的应用［1］。

其中二极管钳位型（Neutral Point Clamped，NPC）三电平逆变器是应用最广泛的一种多电平结构，它只需要一个独立的直流电压源，对硬件的要求较低［2，3］。

中点电位不平衡是NPC三电平逆变器的主要缺点，目前控制中点电位平衡的方法总体上分硬件方法和调制方法。

硬件方法需要增加硬件设备，使系统体积增大、成本增加［4，5］。

而调制方法不会增加硬件设备和控制系统，是一种较好的选择［6-8］。

虚拟空间矢量（Nearest Three Virtual Vectors，NTV2）调制方法利用基本电压矢量合成新的虚拟空间矢量，每个虚拟空间矢量满足产生的平均中点电流为零的条件，能够在全范围内控制中点电位平衡。

Index Terms—Induction motor drive, neural network, space-vector pulsewidth modulation, three-level inverter.
I. INTRODUCTION
T HREE-LEVEL insulated-gate-bipolar-transistor (IGBT)or gate-turn-off-thyristor (GTO)-based voltage-fed converters have recently become popular for multimegawatt drive applications because of easy voltage sharing of devices and superior harmonic quality at the output compared to
J. O. P. Pinto was with the Department of Electrical Engineering, The University of Tennessee, Knoxville, TN 37996-2100 USA. He is now with the Universidade Federal do Mato Grosso do Sul, Campo Grande, MS 79070-900 Brazil (e-mail: jpinto@).
Subrata K. Mondal, Member, IEEE, João O. P. Pinto, Student Member, IEEE, and Bimal K. Bose, Life Fellow, IEEE
Abstract—A neural-network-based implementation of space-vector modulation (SVM) of a three-level voltage-fed inverter is proposed in this paper that fully covers the linear undermodulation region. A neural network has the advantage of very fast implementation of an SVM algorithm, particularly when a dedicated application-specific IC chip is used instead of a digital signal processor (DSP). A three-level inverter has a large number of switching states compared to a two-level inverter and, therefore, the SVM algorithm to be implemented in a neural network is considerably more complex. In the proposed scheme, a three-layer feedforward neural network receives the command voltage and angle information at the input and generates symmetrical pulsewidth modulation waves for the three phases with the help of a single timer and simple logic circuits. The artificial-neural-network (ANN)-based modulator distributes switching states such that neutral-point voltage is balanced in an open-loop manner. The frequency and voltage can be varied from zero to full value in the whole undermodulation range. A simulated DSP-based modulator generates the data which are used to train the network by a backpropagation algorithm in the MATLAB Neural Network Toolbox. The performance of an open-loop volts/Hz speed-controlled induction motor drive has been evaluated with the ANN-based modulator and compared with that of a conventional DSP-based modulator, and shows excellent performance. The modulator can be easily applied to a vector-controlled drive, and its performance can be extended to the overmodulation region.

由于 钳位 二极 管 的作 用 ， 个 开 关 管在 关 断 时 所 承 每 受 的电压 为 电容 电压 ， １２ 。 因此 ， 电平 逆 变 即 ／Ｕ 。 三
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
的输出波形更接近正弦波 ， 每个功率器件两端 的电 压 只能在 ＋１０之 间或 一１０之 间变化 ， 于 相 同 的 ， ， 对 输入 电压 ， 电平 逆 变器 功 率 器 件 的 电压 变 化率 只 三 有两 电平逆 变 器 的 一 半 。正 因为 上 述 的种 种 优 点 ， 三 电平 逆变器 被 广泛地 应 用于 高压 大功 率场 合 。 但 是 由于功 率器件 的个数 比两 电平 逆变 器增 加 了一倍 ， 控制 也 比较 复杂 。另 外 ， 由于输 入 电容不 可 能是无 穷 大的 ， 此 ， 着 两个 输 入 电容 的充 放 电 ， 因 随 两个 电容 上 的电压 会 有 波 动 ， 不 是 理 想 的平 分 输 并 入 电压 ， 因此在 三 电平 逆 变 器 的控 制 上 必须 将 输 入 电容 电压 的平 衡考 虑在 内。如 果两个 输 入 电容 上 的 电压 相差 过大 ， 仅输 出 电压 的谐 波含量 会增 加 ， 不 而 且某 些功 率管 上 承受 的 电压 会 上 升 ， 短装 置 的 寿 缩 命， 严重 时会 损坏 功率 管 和直 流 电容 。
２ ０ 年ｇ ０ ０ ８ ｌ期
中 图分 类 号 ： 文 献标 识码 ： Ａ 文 章 编 号 ：０９—２５ （０ ８ １ ０７ １０ ５２２０ ）０— ０２—０ ４
三 电 平逆 变 器硬 件 电路 及 其 仿 真 结 果 的研 究
刘亚东 ，李桂丹 ，高 亮。
（ ．黑 龙江省电子信息产品监督检验 院，哈尔滨 １００ ； １ ５０ １