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PCB串扰分析示例PCB串扰分析（PCB Crosstalk Analysis）是在PCB设计过程中对信号之间的串扰进行分析和验证的一项重要工作。
串扰是指在PCB中的不同信号线之间出现的相互干扰或干扰现象，可能导致信号失真、噪音增加以及系统性能下降等问题。
因此，通过串扰分析可以及早发现和解决潜在的问题，确保PCB设计的可靠性和稳定性。
下面以一个实际的示例来介绍PCB串扰分析的过程。
假设我们有一个含有多个信号线的PCB板，其中包括时钟信号、数据信号和电源信号等。
我们首先需要绘制出PCB板的电路图，包括所有的信号线连接。
然后，根据电路图，进行布局布线，将不同的信号线分离开来，避免彼此干扰。
接下来，我们将使用一些专业的PCB设计和串扰分析工具，如Altium Designer、Hyperlynx等，进行串扰分析。
首先，我们需要对每个信号线的电压和电流进行建模和仿真。
通过仿真，我们可以得到每个信号线的传输参数，如内阻、电容等。
然后，我们可以使用传输线建模方法来模拟信号线之间的相互耦合和传输特性。
通过建模，我们可以计算得到信号线之间的耦合系数，即串扰系数。
串扰系数表示当一个信号在一个线上驱动时，在相邻线上引起的干扰程度。
接下来，我们可以使用电磁仿真工具对PCB布局进行模拟和仿真。
通过模拟，我们可以分析并评估不同布局方式下的串扰情况。
在模拟和仿真过程中，我们需要关注以下几个方面：1.信号线距离：信号线之间的距离越小，串扰越大。
因此，我们需要合理规划信号线的布局，保持信号线之间的距离。
2.信号线走向：信号线的走向也会影响串扰的程度。
例如，平行走向的信号线会有更大的串扰效应。
因此，我们可以通过改变信号线的走向来减小串扰。
3.信号线层间距离：在多层PCB板设计中，不同层之间的信号线也会相互干扰。
因此，我们需要考虑层间距离的设置，以减小层间串扰。
此外，我们还可以采取一些额外的措施，如使用地平面层、屏蔽罩等，来降低串扰的影响。
集成电路互连线串扰的模型与分析李朝辉【摘要】针对集成电路中互连线之间的串扰问题,建立了一个基于电阻和电容的串扰分析模型,给出了干扰信号为线性倾斜信号时串扰的时域响应公式,并得出了串扰峰值的估算公式,明确了干扰信号上升沿对串扰的影响.利用该公式,能对全局互连性能的影响做出正确的估计,在互连布局前预先进行路由规划和资源选择.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2007(030)020【总页数】3页(P163-164,167)【关键词】集成电路;串扰;RC电路模型;峰值估计【作者】李朝辉【作者单位】燕山大学,信息科学与工程学院,河北,秦皇岛,066004【正文语种】中文【中图分类】TN47随着集成电路工艺水平的发展和芯片工作速度的不断提高，高速度、高集成度、低功耗和大芯片面积已成为当今集成电路的主要特点，这也使互连线之间的串扰逐渐成为决定电路性能的一个重要因素[1,2]。
串扰是指系统内部相邻两个电路之间的耦合干扰，由互连线间的耦合电容和耦合电感引起，他的影响主要体现在2个方面：一个是串扰噪声；一个是串扰延时。
他们已成为集成电路信号失真和逻辑错误的主要原因之一，本文主要关注串扰噪声。
另外，由于相邻互连线对较远线的屏蔽效应，只需考虑相邻互连线之间的串扰。
在电路分析中，通常忽略电感效应的影响[3]，互连网络一般可以等效为RC电路来分析。
本文在介绍耦合互连线的简化模型的基础上，建立了一个有效的串扰估计模型，给出了传输函数的三阶S域系数表达式，并由此推导出干扰信号为线性倾斜信号时受害线上串扰输出的时域表达式，并得出串扰峰值的估计公式。
1 串扰模型图1是一个耦合互连线的简化模型，可分为3部分，分别是驱动级的等效电路、耦合互连线的等效电路和负载的等效电路[4]。
这里对COMS电路器件做了线性假设，侵略线(Aggressor)的驱动部分等效为信号源和输出电阻的串联，受害线(Victim)的驱动部分等效为一个接地的电阻，而负载均等效为电容来处理。
非理想互连的传输线模型及串扰分析第４期丁同浩等：非理想互连的传输线模型及串扰分析６９５１开槽对信号的影响在电路中，电流总是流经阻抗最小的路径，当信号频率处于百兆赫甚至更高频率时，阻抗表现为感性，为使信号感受的阻抗最小，信号返回电流总是紧挨着传输线流回源端．如图１（ａ）所示，当传输线跨过开槽，为使回路阻抗最小，信号返回电流将沿着开槽边缘流回源端，增加了如式（１）所示的开槽电感［１０－１１］，Ｄ为传输线与槽端的距离，Ⅳ为传输线宽度．如图１（ｂ）所示，理想信号由跨过开槽的传输线传送到接收端，增加的额外电感滤除了信号的一部分高频分量，减缓了边沿变化率，使输出信号曲线变得平滑．Ｌｍ≈５Ｄｌｎ（Ｄ／ｗ）（１）（ａ）传输线跨过开槽时间／ｎｓ（ｂ）输入输出信号图１传输线跨过开槽示意图与驱动端争接收端的输入输出信号由式（１）可知，减小传输线与开槽边缘的距离可以减小开槽电感，从而减小开槽对信号波形的影响，并且开槽宽度几乎不影响传输线的回路电感．使用ＡｎｓｏｆｔＨＦＳＳ提取的开槽平面电流分布如图２所示．为减小回路阻抗，平面上电流沿着开槽的边缘流回源端，频率越高，开槽边缘的电流密度越大，因此当两条高频传输线同时跨过开槽时，两条传输线的返回电流将流经开槽返回源端，大量的返回电流在开槽边缘产生强耦合，一条传输线的能量通过开槽传送到另一条传输线上，此时即使传输线间距达到６倍线图２传输线跨过开槽平面的返回电流分布图宽，产生的耦合依然很大，导致传输线产生严重的串扰噪声．２非理想返回路径串扰的传输矩阵模型传输线的传输矩阵级联模型如图３所示，通过在开槽位置使用开槽集总模型对非理想返回路径传输线建模，引入了非理想返回路径对传输线耦合串扰噪声的影响．在传输矩阵级联模型的基础上，给出了信号串扰的传输函数，并且利用有理数近似拟合写出串扰的时域表达式．为了简化推导过程，假设两传输线对称的位于开槽两边，因此两传输线的等效单位长度电阻、电感和电容分别为ｒ，ｌ，Ｃ，互感和互容为１。
通道间串扰测试方法通道间串扰是信号传输过程中常见的问题，它会影响信号的完整性和传输质量。
为了确保通信系统的稳定性和可靠性，进行通道间串扰测试显得尤为重要。
本文将为您详细介绍通道间串扰测试的方法。
一、通道间串扰的定义通道间串扰是指在一个通信系统中，由于信号通道之间的相互影响，导致信号在传输过程中出现失真或错误的现象。
这种串扰会影响通信系统的性能，降低信号的传输质量。
二、通道间串扰测试的目的1.评估通信系统的性能：通过测试通道间串扰，可以评估通信系统在实际应用中的性能，确保其满足设计要求。
2.发现和解决问题：通过测试，可以发现系统中存在的串扰问题，为后续的优化和改进提供依据。
3.提高信号传输质量：通过降低通道间串扰，可以提高信号的传输质量，保证通信系统的稳定性和可靠性。
三、通道间串扰测试方法1.频谱分析仪法频谱分析仪法是一种常见的通道间串扰测试方法。
测试过程中，将频谱分析仪接入待测系统的信号通道，测量信号在各个频段的功率。
通过对比不同频段的功率，可以评估通道间串扰的程度。
2.网络分析仪法网络分析仪法主要用于测试通道间的幅度和相位特性。
测试时，将网络分析仪连接到待测系统的信号通道，测量通道间的幅度和相位差。
通过分析这些参数，可以评估通道间串扰的情况。
3.误码率测试法误码率测试法是一种直接评估通道间串扰对信号传输质量影响的方法。
测试过程中，向待测系统发送一定速率的信号，同时监测接收端的误码率。
通过比较不同通道的误码率，可以判断通道间串扰的程度。
4.时域反射法时域反射法（TDR）是一种基于时域的测试方法。
通过向待测系统发送脉冲信号，测量信号在通道中的反射和传输特性。
分析反射波形，可以判断通道间串扰的情况。
四、测试注意事项1.测试环境：确保测试环境符合要求，避免外部干扰对测试结果产生影响。
2.测试设备：选择合适的测试设备，确保测试设备的性能和精度。
3.信号源：选择合适的信号源，确保信号的稳定性和纯净度。
4.数据分析：对测试数据进行详细分析，找出通道间串扰的规律和原因。
互连线串扰效应的分析与测试技术张旻晋李华伟李晓维摘要随着集成电路的特征尺寸进入纳米尺度，相邻连线之间的电容耦合对电路时序的影响越来越大，并可能使得电路在运行时失效。
本文综述了在集成电路中串扰效应的分析和测试技术方面的研究热点和最新研究进展，主要包括：在集总式互连线模型的基础上，阐述了串扰脉冲噪声和串扰引起时延的计算方法；基于时序、逻辑和电路的电参数的耦合线对的识别技术；考虑串扰时延效应的静态时序分析方法；最后还介绍了串扰故障的模型及相应的测试技术。
本文也简要介绍了中国科学院计算机系统结构重点实验室在相关研究工作上的进展。
关键词串扰、静态时序分析、时延测试1引言随着VLSI工艺的特征尺寸向超深亚微米、纳米级的持续推进，器件几何尺寸持续缩小，使得互连线的平面电容逐渐减小。
与此同时，互连线的高宽比（Aspect Ratio）却越来越大，且互连线间距越来越小，最终导致线间耦合电容在互连线的总负载电容中占的比例越来越大，如图1所示[1]。
因此，随着工艺的逐渐进步，耦合电容噪声将成为IC设计的主要挑战之一。
由于耦合互连的规模极大，采用全芯片SPICE模拟的方法并不实际。
为了降低串扰噪声，需要有针对性的噪声分析方法。
首先是通过电学参数、时序和逻辑的方法，排除不会影响电路性能的耦合线对，之后，通过后端优化改善电路的噪声性能。
具体方法包括改变连线的位置、宽度、层排布、图1.不同工艺下互连线的高宽比耦合位置以及驱动门宽度等。
但是由于芯片上市时间的压力，在设计验证阶段不可能完全消除电路中的串扰效应。
而且由于特征尺寸的缩小和电路规模扩大，工艺的不稳定性（Process variations）影响越来越显著，即使在设计验证阶段基于工艺参数文件抽取了电路的各种寄生参数，并且完成了相应的验证过程，仍可能由于制造中工艺参数的变化而导致芯片失效[2]，因此还需要发展针对串扰效应的测试技术[3]。
本文将重点介绍针对串扰效应的分析与测试技术近年来的最新研究进展，内容安排如下：第二部分简要介绍串扰效应的电学模型；第三部分分析如何找到电路中的干扰耦合对，排除虚假串扰目标；第四部分介绍考虑串扰时延效应的静态时序分析方法；第五部分介绍串扰效应的故障模型和考虑串扰效应的时延测试方法。
2 串扰效应的电学模型及计算方法在超深亚微米和纳米工艺下，通过相邻的两条信号线之间耦合电容的作用，一条信号线上的信号会影响另一条信号线上的信号，严重时导致电路出现逻辑错误或者时延故障。
施加影响的信号线被称为攻击线（aggressor line ），而被影响的信号线被称为受害线（victim line ）。
串扰的负面影响可以被分为两类：串扰引起尖峰脉冲和串扰引起时延改变，如图2所示。
串扰引起尖峰脉冲表现为：当攻击线上出现一个上升跳变或下降跳变时，与它相邻的受害线上的信号值本应维持稳定的0或1信号值，却由于串扰效应产生了一个尖峰脉冲，严重时引起电路中的逻辑错误，如图2a 。
串扰引起时延改变表现为：当攻击线和受害线上的信号同时发生同向（或者反向）的跳变，受害图2. 串扰噪声类型线上的信号跳变延迟将会显著减少，如图2b （或者增加，如图2c ），称为串扰引起的加速（或者减速），当这些信号时延变化严重时，将会导致电路无法工作在规定的时钟周期下。
串扰效应是通过互连线之间的电容耦合产生的，但是与连线的其他参数也同样密切相关。
文献[4]对考虑串扰噪声的电路模型进行了研究，指出了噪声幅值的大小和以下电路寄生参数有关：耦合电容大小、攻击线上信号的上升时间、受害线(攻击线)的线电阻和驱动此受害线(攻击线)逻辑门的驱动内阻、受害线(攻击线)的线电容和其驱动的负载电容。
通常，一条长受害线耦合了40到50条攻击线[1]，而一条临界通路可能拥有20到40条受害线。
我们使用一个耦合簇（cluster ）来表示一条受害线及所有与它耦合的攻击线，其中，受害线和每一条攻击线构成一个耦合线对（pair ）。
这样，一条拥有n 条受害线和m 条攻击线的临界通路上的所有耦合点可以被表示为n 个耦合簇或者m 个耦合线对。
一个耦合线对的电路模型如图3，包括以下的构成要素：(V -line/受害线， A-line/攻击线， Cc ， Cv ， Rv ， Ca ， Ra)。
文献[5]中使用集总式模型对耦合噪声幅度进行了研究，给出了一个串扰噪声峰值的近似边界，这个公式考虑了一个耦合簇中有n 条攻击线的问题，每条攻击线对应的耦合电容是Cci ，第j 条攻击线能产生的脉冲噪声幅度上限为：图3. 耦合线对的集总电路模型 )(∑=++=n 1j ci νcj cjm axj C C C C V这个公式中忽略了连线和驱动门的电阻，其中耦合噪声是耦合电容Ccj 的单调上升函数。
在进行电路分析的时候，可以用耦合电容作为评估耦合线对噪声影响的依据。
这种仅仅考虑电容的方法计算非常简单，但精度较差。
基于传输线的分析方法虽然精确，但计算复杂度高，为了对全电路的串扰效应进行分析，必须对计算方法进行简化。
所以仅考虑耦合电容和RC 负载的集总式模型被广泛用于串扰效应的分析。
串扰效应的另一个重要表现方面是会影响电路的时序，目前进行耦合线串扰延迟的快速的分析方法有许多种，其中最简单的是开关因子法。
这种方法根据互连线间信号跳变的方向不同，将受害线和受害线之间的耦合电容乘以一个开关因子g 后当作接地来处理，通过开关因子的大小来体现串扰对互连线延迟的影响程度，使用开关因子法的耦合通路时延可以表示为：(c νw R R gC T 0.690.38crosstalk +=其中R w 是受害线的驱动器电阻。
一般来说耦合线对反向跳变时延的开关因子g 的值为2，同向时为0。
文献[6]的进一步研究则表明这个上下限应该为3和－1。
这种方法的优点是简单、易于实现。
缺点是只有在耦合线对具有相同的电特性的时候才比较精确，一般来说都会造成过于保守的估计。
其他更复杂的如波形叠加法[7]、有效电容法[8]等则可以用于对精度要求比较高的场合。
3 目标耦合线对的选择电路中实际的物理临近的线对的数量是十分巨大的，但是仅有一小部分耦合线对会对电路性能产生影响[2]。
关于如何找到电路中真正对电路性能有影响的耦合线对，近几年国际上开展了许多的相关研究，主要集中于互连线的类型、电参数、时序信息和逻辑关系。
3.1 基于线类型可能发生故障的攻击线和受害线(即重叠跳变对)可能是原始输入线、某一门的输出线或时钟线。
为了方便，将原始输入线或门输出线简称为“线”，而将时钟信号简称为“时钟线”。
根据这种划分，所有的攻击线与受害线可以划分为如图4所示的四种情形：图4. 重叠跳变对四种情形的例子针对上述四种情形，文献[9]中证明，由于在信号传播的过程中，时钟线都不发生跳变，所以(b)和(c)都不可能引起时延故障，故只要对（a ）和（d ）进行分析即可。
在情形（d ）中，两条线均为“时钟线”，必定是同向的，产生的串扰加速效应将影响时钟线所连接的寄存器的建立时间和保持时间。
这种影响是一直存在的，和电路的输入向量无关，所以不需要特别的分析技术[39]。
因此，实际上只要对（a ）进行分析即可，也就是说我们在串扰分析的时候仅仅考虑功能连线不考虑时钟线。
3.2 基于电参数通过电参数寻找耦合对象的方法就是直接分析根据版图参数提取的寄生参数。
对于单一的耦合线对的耦合电容，在参数抽取的时候就可以直接进行处理。
不同于前面所述的精确噪声计算方法，这里的计算通常比较简单，目的是迅速地减小耦合目标的数量。
所以一般直接比较耦合电容的大小，或者通过简单的计算，将集总模型中的多个参数转化为统一的一个参数，比如IBM 提出的有效电容法：c c ννr r cνeff C C C R t exp t C R C )))((((+---=11通过这些计算之后，所有电参数值大于某一阈值的耦合线对都将被认为是目标耦合对象。
当存在多耦合现象的时候，攻击线的时序对最大串扰噪声的影响很大。
IBM 的工程师提出由于工艺偏差的存在，信号的到达时间不能完全确定，基于保守的估计比过于乐观的估计好，因此不考虑电路的时序，直接将耦合簇中各个攻击线的最大噪声线性相加，若是总和超过某一阈值，则是目标耦合簇[1]。
这种不考虑时序的方法实际上会导致大量的虚假串扰目标，所以还需要引入下文所述的时序方法。
3.3 基于电路时序当耦合线对上的信号同时或几乎同时同向（反向）跳变的时候，两条线上的时延都将会减少（增长）。
显然，寻找潜在的耦合对时需要考虑电路中连线上的信号跳变的到达时间。
3.3.1 时间窗方法通常，电路中攻击线和受害线的时序关系都是通过时间窗来计算的[10]。
由于时间窗（Timing Window ）方法计算简单，所以被广泛用于各种面向耦合噪声的分析系统之中。
时间窗指的是一条连线上信号可能发生跳变的时间区间，也就是最早信号到达时间到最晚信号到达时间的闭区间。
如果攻击线和受害线的时间窗能够交叠（Overlap ），则认为这对耦合线能够发生串扰影响。
如图5所示：除了时间窗之外，还可以通过临界通路的方法去除耦合线对。
文献[9]认为：只有与最长通路相关的重叠跳变对才可能引起时延故障。
若重叠跳变对都不在最长通路上，则产生时延故障的可能性极小，无须进行分析。
文献[11]给出了面向串扰效应影响的临界通路求解方法，这种方法就是在普通的基于静态时序分析的方法中加上了计算串扰时延的部分，图5. 时间窗同时考虑通路的敏化条件。
3.3.2 跳变图方法由于连线上的信号到达时间是由传播跳变的子通路所决定的，而电路的逻辑结构使得信号不可能在时间窗内的任意时间发生任意方向的跳变，使用传统的时间窗将导致极大的误差。
另一方面，从原始输入到一条攻击线之间可能的子通路数量极大，不可能分别计算。
所以一种灵活的跳变到达时间记录方法将极大地改进算法效率。
文献[12]提出了一种不连续的时间窗方法，通过对时间窗的精炼，提高了时间窗识别耦合线对的能力。
我们在此之上，结合电路的逻辑信息，开发了一种基于跳变图的耦合线对识别方法[13]。
在我们的方法中，上升和下降跳变的可能到达时间分别记录在两个跳变图（Transition Map，TM）之中，而不是原有的一个时间窗的方法。
跳变图是一个位图的数据结构，其中每一个比特，被称为时间槽，表示一段时间区域。
如果这一位的值为1，则表示在这一个时间段中，可能会发生跳变。
这个时间区域的大小将作为噪声分析的最小时间单位，所有的时延值都使用这个时间单位的整数倍来表示。
同时间窗方法相同，基于跳变图的方法也是通过交叠来判断是否可能产生串扰效应的，如图6所示：图6.a中，耦合线对的时间窗有交叠，而在图6.b基于跳变图的方法中，却没有交叠，不会产生串扰时延效应。
