镜频抑制混频器设计——参考

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0_18_mCMOS宽带镜像抑制混频器的设计

RF
3.0～3.4
50
LO
3.225～3.625
50
IF
0.175～0.275
300
C1=860 C2=1 136
C1=994 C2=1 136 C1=1 930 C2=2 360 C3=3 130
RR11 CC11
RR2 1
c
CC22
CC11
CC22
CC11
CC22
CC11
CC22
Fig.3 Schematic of RF poly-phase filter 图 3 RF 多相滤波器原理图
Fig.6 Gain of the buffer amplifier 图 6 缓冲放大器的增益
2 宽带镜像抑制混频器的设计
2.1 核心混频器单元的设计
在有源 Gilbert 双平衡的设计中，最常用的就是 Gilbert 双平衡结构[6-7]。该设计中的混频器结构如图 7。该结构具有较低的本振功率、较高的变频增益、高的 LO-IF 和 RF-IF 的端口隔离度的优点。混频器中，变频电压增益为[8-9]：
(2)
式中： un 为电子迁移率； Cox 为单位面积的栅氧化层电容；W/L为宽长比； Vgs 为栅源间电压； Vth 为管子的阈值
电压； Id 为偏置电流。采用 TSMC 0.18 µm CMOS 管工艺，在 ADS2003 中利用谐波仿真得到的结果如表 2。
RL
RL
VCC
M3 M4 Vbias_LOp
performance
Gilbert cell
this work
gain/dB noise figure/dB Image rejection/dB
P-1/dBm RF-IF isolation/dB IF-LO isolation/dB LO-RF isolation/dB

关于GPS-BD射频接收机中镜像抑制混频器设计

关于GPS/BD射频接收机中镜像抑制混频器设计0 引言随着近些年卫星导航产业的迅猛发展，人们对射频接收机前端芯片在面积、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。

混频器因为在射频前端芯片链路中处于低噪声放大器和中频滤波器之间，它的性能指标对整个射频前端芯片的性能都有着重要的影响[1]，而镜像抑制混频器由于能够抑制镜像信号的干扰，在混频器设计者中很受欢迎。

本文基于传统的Hartely镜像抑制结构, 设计了一款以共射频输入端正交混频结构为核心单元的镜像抑制混频器，能够很好地抑制镜像信号的干扰。

1 Hartely结构原理传统的Hartely镜像抑制结构如图1所示，将正交的本地振荡信号与射频输入信号分别进行下变频，然后对其中一路下变频信号进行滤波和90°移相操作，最后再将两路信号求和来达到消除镜像中频信号的目的[2]。

我们假设射频输入信号为ARFcos(ωRFt)，镜像干扰信号为AIMcos(ωIMt)，本振信号频率为ωLO，中频信号频率为ωIF，那么它们之间的频率关系可以表示为式(1)：经过正交混频与滤波后A1、A2两点的信号可表示为式(3)、式(4)：从式（6）中可以看出镜像中频信号经过求和后被消除[3]。

上述分析仅限于理想情况下，实际中由于输入信号相位和增益失配等原因，仍有一部分镜像信号不能完全被消除，从而降低了镜像抑制能力。

本文设计电路中采用共射频输入端正交混频结构来降低信号相位和增益的失配，从而增强混频器的镜像抑制效果[4]。

2 电路设计2.1 混频器核心单元设计本文设计的共射频输入端正交混频核心单元结构如图2所示。

电路由4部分组成，分别是由R1-R4构成的负载级、由M3-M10构成的开关级、由M1-M2构成的跨导级和由M11-M14构成的尾电流源级；其中跨导级将射频输入电压信号转化为电流信号。

开关级由本振大信号控制其交替通断，从而实现混频功能。

负载级通过负载电。

Ku波段镜像抑制混频多功能MMIC芯片设计

设计应用技术U =2 V U =4 V Gain U =3 V-1.00.40.60.81.01.21.4-1.8-1.6-1.4U /VG a i n /d BN F /d B-1.20.02468101214161820 2023年6月25日第40卷第12期· 23 ·1.5　级联设计将已设计完成的LNA 、L O buffer 以及混频器3个单元电路版图拼成整版进行仿真，混频多功能芯片版图如图4所示。

图4　混频多功能芯片版图2　测试结果分析采用先进化合物半导体工艺进行流片，回片后对晶圆进行测试。

测试条件设置本振功率为0 dBm ，中频频率为3 GHz ，射频频率为12～16 GHz 。

射频频率变化曲线如图5所示。

12.012.513.013.514.014.515.015.516.01011121314151617变频增益/d B 频率/GHzP LO =0 dBm （a ）变频增益随射频频率变化曲线P LO =0 dBm12.012.513.013.514.014.515.015.516.0-30-25-20-15-10本振-中频隔离度/d B 频率/GHz （b ）本振到中频端口隔离度随射频频率变化曲线P LO =0 dBm12.012.513.013.514.014.515.015.516.00.00.51.01.52.0噪声系数/d B 频率/GHz （c ）噪声系数随射频频率变化曲线P LO =0 dBm12.012.513.013.514.014.515.015.516.0253035404550镜频抑制/d B频率/GHz （d ）镜频抑制随射频频率变化曲线图5　射频频率变化曲线由测试曲线可知：（1）在频率为12～16 GHz 范围内，变频增益为13～14 dB ，增益平坦度为 1 dB 左右；（2）本振-中频隔离度≥20 dB ，具有较好的隔离度；（3）在射频频率工作范围内，噪声系数≤1.5 dB ，镜频抑制大于30 dB ，具有较高的镜频抑制度。

Ka波段镜像抑制谐波混频器设计_黄锦沛

1
1. 1
混频器的原理分析
谐波混频原理本次设计使用反向并联二极管对实现四次谐波 =
混频，其模型如图 1 所示，假设信号为 VS （ t ） VS cosωS t，LO 信号为 VL （ t ）
= VL cosωL t，其中 ωS
和 ωL 分别为 RF 和 LO 信号的角频率，VS 和 VL 分别为 RF 和 LO 信号的幅度，且∣ VL ∣ ＞＞ | Vs ∣。
]
（ 10 ）
TL6 构成 RF 匹配网路， RF 带通滤波器回收闲频，提高隔离度。 TL7 和 TL8 是 LO 匹配网络， LO 带通滤波器回收闲频，提高隔离度。本次选用的带通滤波器寄生通带在 3 倍中心频率处，因此 TL9 为 1 /4 λ3LO 开路线，避免在工作中 3 ω L 能量对功率源的 IF 隔离影响。TL10 和 TL11 都为 1 /4 λ RF 长，提高 RF度。IF 低i D 为二极管反向饱和电流，那么流过二极管对的电流 i 和时变电导 g（ t）可用第一类 n 阶修正贝塞尔函数
［2 ］
分别表示为
∞
(
)
i = i1 + i2 = 2 i D sinh（ αv（ t）） = 2 i D ∑ 2 I2n +1 （ αv（ t）） cos（ 2 n + 1 ） ω L t
对于混频单元 1 ，其 RF 输入信号为 V S1 （ t ），镜 LO 输入信号 V L 1 （ t）可以分别频输入信号为 V I1 （ t），表示为 cos ω S t － π （ 6） 2 2 槡 VI V I1 （ t） = cos ω I t － π （ 7） 2 2 槡 VL V L1 （ t） = cosω L t （ 8） 2 槡混频单元 1 输出的 RF 和镜像频率对应的混频产物 V IF1 （ t）和 V IM1 （ t）分别为 V S1 （ t） = VS

第四章镜频抑制和谐波混频器介绍

m n i (t ) f (vLO 1 vi1 ) vLO 1 vi1
m ,n m ,n
m ,n
m ,n
m n m n vLO vRF [(1) 1]
m ,n
m+n 只能为奇数
§ 4.4 谐波混频器
RF ? LO 8GHz RF:15GHz 二次谐波混频
IF 1GHz
17GHz RF:31GHz 33GHz
偶次谐波混频四次谐波混频
镜频电压： vi Vi cos[(i )t ]
本振电压：vLO VLO cos[(LO )t ] 中频: ωIF= ωRF- ωLO= ωLO- ωRF
20
非线性电阻v-i特性如下
i f (v) a0 a1v a2v .... an v
2
n
21
对信号: 信号在混频器1中混频
。。。
偶次谐波混频性能 1.频谱：相比单端混频器，频谱更干净 2.隔离度 3.变频效率 4.噪声特性镜频噪声
本振噪声优点：可以用低的LO信号接收高的RF信号，在毫米波接收机中广泛采用。
如何实现奇次谐波混频？
Байду номын сангаасI2
IF
RF LO I1
m n I1 f vLO vRF vLO vRF
中频滤波器 Ka频段4 次谐波混频器
RF:35GHz LO:9GHz
2 LO / 4
RF
wlo
§ 4.5 镜频抑制混频器
一、什么是镜频对于一个给定的本振信号ωLO ，有两个不同的射频信号ωLO+ ωIF和ωLO－ωIF 可以产生相同的中频信号ωIF 。其中一个是我们所期望的射频信号，而另一个就是我们所说的镜频。

镜频抑制混频器设计

设计实验5镜频抑制混频器设计1．概述图1为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2为隔离臂，1到3、4端口以及从2到3、4端口都是功率平分而相位差90°。

图1设射频信号和本振分别从隔离臂1、2端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。

通过定向耦合器，加到D1，D2上的信号和本振电压分别为：D1上电压1-11-2D2上电压1-31-4可见，信号和本振都分别以相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为型平衡混频器。

由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：同样，D2式中的混频器的电流为：当时，利用的关系，可以求出中频电流为：主要的技术指标有：1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)；2、变频增益，中频输出和射频输入的比较；3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围；4、双频三阶交调与线性度；5、工作频率；6、隔离度；7、本振功率与工作点。

设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。

2.具体设计过程2.1创建一个新项目●启动ADS●选择Main windows●菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名●点击“ok”这样就创建了一个新项目。

●点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。

2.2 3dB定向耦合器设计●里面选择类“Tlines-Microstrip”●选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。

●选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。

●按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线的线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm 传输线的线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm。

X波段镜像抑制混频器设计

收稿日期：２００６－０３－２３；收到修改稿日期：２００６－０６－０２Ｘ波段镜像抑制混频器设计钱可伟（电子科技大学，四川成都６１００５４）摘要：随着微波通信技术的迅速发展，作为微波接收机主要部件之一的混频器也向小型化，多功能化发展。

利用ＡＤＳ工具辅助设计和调试了一个Ｘ波段镜像抑制混频器。

对常用混频器的结构进行了改进，通过测试结果可以看出，这种改进能实现较高的镜频抑制度和较低的变频损耗，且各端口间的隔离度也较好。

混频器工作频率１０．５ＧＨｚ，中频１ＧＨｚ，混频管采用ＨＳＭＳ－８１０１，基板为Ｒｏｇｅｒｓ５８８０，其介电常数为２．２。

关键词：单平衡混频器；３ｄＢ正交耦合电桥；功分器中图分类号：ＴＮ７４３文献标识码：Ａ文章编号：１６７２－４９８４（２００７）０１－０１２２－０３Ｘ－ｂａｎｄｉｍａｇｅ－ｒｅｊｅｃｔｍｉｘｅｒｄｅｓｉｇｎＱＩＡＮＫｅ－ｗｅｉ（ＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｃｈｅｎｇｄｕ６１００５４，Ｃｈｉｎａ）１引言随着微波通信技术的迅速发展，微波接收机的小型化，合理化，多功能化日趋成熟。

作为微波接收机主要部件之一的混频器也向小型化，多功能化发展。

混频器不仅需要有频率变换作用，还应有镜像信号抑制等功能。

镜像抑制技术是现代战争中电子对抗技术的一种。

为了有效地进行反干扰，在大型电子设备中几乎都采用了镜像抑制技术，此种技术应用在变频器的设计上已取得了反干扰效果，它使有用的信号能更充分的被利用，最大限度地抑制了镜像干扰信号。

本文用四只二极管制作了镜像抑制混频器，对３ｄＢ正交耦合电桥进行了ＡＤＳ优化设计，保证了输出的幅相平衡。

混频管采用ＨＳＭＳ－８１０１，工作频率为１０．５ＧＨｚ，中频频率为１ＧＨｚ，变频损耗≤１０ｄＢ，镜频抑制度≥２０ｄＢ，信号与中频的隔离度≥３０ｄＢ，信号与本振的隔离度≥２０ｄＢ，所需最佳本振功率６ｄＢｍ。

２镜像抑制混频器的工作原理图１为镜像抑制混频器的工作原理图。

镜频抑制混频器的分析与直接解调短波单边带接收机的设计装调

镜频抑制混频器的分析与直接解调短波单边带接收机的设计装调无43 孙忆南倪彧章一、前言随着通讯设备的小型化，集成化与数字化，传统的多次变频式接收机，由于电路复杂，中频通路难以集成，存在镜频干扰、组合干扰，需要在射频前端添加镜频抑制滤波器，提高了设备成本，难以做到小型化。

而使用零中频接收机，存在本振泄露，动态范围偏小等问题。

两者的折中是低中频接收机，部分解决了上述两种设计的不足。

由于中频很低，所以镜像频率的抑制不能在射频前端完成，一种方案是采用镜频抑制混频器。

本文讨论了一种基于RC 网络分相滤波器的镜频抑制混频器，并分析了其参数的偏差对于镜频抑制比的影响。

然后，使用这种镜频抑制混频器设计制作了一个直接解调型短波单边带接收机。

二、镜频抑制滤波器在信号的变频过程中，镜象干扰是影响电路性能的一个很主要的问题，而要实现镜象抑制，就要求较高频率的中频，使用多次变频，同时对镜频抑制滤波器的要求较高，这样就对电路的集成实现带来了很大的困难。

一种可行的方法，即利用低中频和镜频抑制混频器的方法，在将信号降到低中频的同时，去除镜像干扰信号。

其实现框图如下：图1其中，Vlo 是本振信号，Vin 是射频输入信号，Vout 是去除了镜像干扰信号的低频有用信号。

+90表示移相90度。

数学推导如下：（射频输入信号为用单频信号，对应的镜像信号频率为）0w w +101w w −101201cos[()]cos[()]in V A w w t A w w t =++−（为本振频率，为信号的频率，前一项是有用信号，后一项是镜像干扰信号）0w 1w0111012101210112011310112011cos()11(cos()cos[(2)])(cos()cos[(2)])2211(sin[(2)]sin())(sin[(2)]sin())2211(cos[(2)]cos())(cos[(2)]cos())22Loc V w t V A w t w w t A w t w w t V A w w t w t A w w t w t V A w w t w t A w w t w ==++++−=+−+−+=−++−−+1311cos()out V V V A w t =+=t 从中我们可以看到，如果我们可以保证移相90度的准确性，以及相乘和移相后的输出信号和的幅度是一样的话，那么镜像干扰信号就可以被完全的去掉了。

具有镜频抑制功能的混频电路设计

存在以下两种情况，不能通过带通滤波器来滤除镜频。则（）１混频器的输入频率是变化的，且镜频的频率范而
图２镜频抑制混频电路原理框图
围可能还会与混频器的射频输入频率范围重合。
作者简介：魏连成（９３）男，，１７一，学士工程师，主要从事测量仪器的研发工作。现
一
２ — ３
维普资讯
２０年５０７月第己卷第５５期
基
—一
调试，本项目设计采用双平衡有源混频器方案，这种混频
振混镜
频通路经滤波后的混频产物为：
１１
器性能指标一致性较好，同时具有低失真、低本振功率和外围电路设计简单的特点，因此两个混频电路可以获得较好的幅度平衡。混频器的引脚功能和外围电路设计分别
维普资讯
２Ｏ年巨Ｏ７月第己卷第巨巨期
具有镜频抑制功能的混频电
魏连成
（中国电子科技集团公司第四十一研究所
青岛２６５）６５５
摘要：镜频干扰会降低接收机系统的性能，必须设计专门的电路进行抑制。本文介绍了通常的镜频抑制混频器的工作原
Ｖ一ＣＳｔｓｕ）Ｏ（ —ｃ￡．Ｏｚ
ｃｓｏ一￡（）ｏ（ｚ）２Ｊ
（）３
经过相加电路，混频电路最后的输出为：
通过以上的推导，现这种结构的混频电路可以抑制发
ｐｒｏｍａｅｏｈｅｍｉｉｇｃｒｕｔｗａｉｅＬｅｆｒｃｆｔｘｎｉｃｉｓｇｖＩＫｅｗｏｄ：ｉｇｎｅｆｒｎｅｙｒｓｍａｅｉｔｒｅｅｃ；ｍｉｒｈｓ－ｈｉｅｘｅ；ｐａｅｓｆｄｔ

第12章镜像抑制混频器的设计与仿真

（4）双击
，修改里面的属性，要求扫描频率从3GHz到
5GHz，扫描步长为100MHZ。
（5）保存电路，点击按钮，进行仿真。
（6）在数据显示窗口中，点击按钮，选择相应端口，分析
端口的耦合度及回波损耗，如图12-6所示。
图12-5 3dB定向耦合器仿真电路图
dB(S(3,1)) dB(S(4,1)) dB(S(4,2)) dB(S(3,2))
图12-1 理想混频器
通常，RF的功率比LO的小得多，不考虑调制信号的影响，乘法器
的输出频率为 f d nf L f s
微波工程中，可能的输出信号为三个频率之一：
差频或超外差 f IF f L f s
谐波混频 f IF nf L f s
和频或上变频 f IF f L f s
最关心的是超外差频率，绝大部分接收机都是超外差工作，采用中频滤波器取出差频，反射和频，使和频信号回到混频器再次混频。外差混频器的频谱如图12-2所示，RF的频率关于LO的频率对称点为RF的镜频。镜频的功率和信号的功率相同，由于镜频与信号的频率很近，可以进入信号通道而消耗在信号源内阻。恰当处理镜频，能够改善混频指标。
（1）创建新项目
•启动ADS2009
•选择Main windows
•菜单栏【File】→【New Project】，按照提示选择项目保存
的路径和输入文件名
•点击
按钮，创建新项目
•点击，新建电路原理图窗口，开始设计混频器
（2）在 “Tlines-Microstrip”类中，选择，并双击编辑属性，其中H=0.6mm，Er=4.2，Mur=1，其他属性可以默认。选择微带传输线，和三端口器件按照图12-4连接电路图，并设置相应参数。

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图 13 选择，并在相应的位置把器件放好，
其中 DIODE1，和 DIODE2 都是引用了刚才设计的二极管模板“DIODEM1” 。第 6 部分是输出阻抗匹配电路，使用传输线做阻抗匹配，
第 6 部分第 7 部分是低通滤波器，具体电路参考低通滤波器设计电路。第 8 部分是一个 “Term” ，用来做输出负载的。 “Term” 是在 “Simulation S-Param” 中获得的。
0
-100
-200 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.8 5.0
freq, GHz
图 6 输出端口的相位差
0
-10Biblioteka dB(S(4,4)) dB(S(3,3)) dB(S(2,2)) dB(S(1,1))
-20
-30
-40
-50 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.8 5.0
◇ 在上面的基础上，修改下面的参数 ◇ 变量
◇ 把仿真器中的一项改掉，其他不变，就是加入了一个扫描变量
◇ 最后仿真的结果是
图 36
总结
这是一个微带平衡混频器，主要是有几部分组成：3dB 定向耦合器、二极管的输入、输出阻抗匹配电路、两个二极管、输出低通滤波器。在这篇文章中，我们先介绍了 3dB 定向耦合器的仿真，其中原理部分可以参考其他资料，在知道了原理后，可以利用一些小软件计算线宽，该软件陈抗生老师哪里有的。后面是介绍一个低通滤波器的设计和仿真，这是比较简单的，用于输出中频滤波。后面是分别设计和仿真了这个 Mixer 的频谱、噪音、增益-本振功率曲线、射频频率-噪音系数曲线等等。整个过程中，电路的原理图都是不变的，改变的只是端口的配置、仿真器的配置还有变量的配置。其中有几个规律。对于用来仿真 Mixer 的 HB Simulation 要求 1 端口是射频输入端口、2 端口是中频输入端口、3 端口是本振输入端口。输入部分一般使用功率源，输出负载是使用“Term” 。仿真器的配置中，一般 Freq[1]是本振频率，Freq[2]是射频频率，Order 一般是要大于 1 的或者就是变成线性电路仿真了，Sweep 是加入扫描变量的选项，只能扫描直接变量，表达式不能扫描，另外计算噪音的时候要选上“Nolinear” ，Noise[1]噪音输入频率是射频，分析的频率是中频。Noise[2]选择输出节点是“Vif” 。这是一般的配置情况，具体的可以参考上面的章节。教训：因为这个过程中电路原理图要反复用到，也许有同学会选择直接从电路原理图中 Copy(Ctrl+a； Ctrl+c； Ctrl+v)过去，事实证明， ADS 的这个功能有点缺陷，可能会造成器件之间的连线出问题，建议不要这样处理，可以把文件先做一个备份，然后把备份的名字改掉，这样方面，而且可靠。
对话框里面输入“dBm(Vif)”点击“Ok”就可以显示中频输出的频谱分量。
图 20 仿真结果如下图所示：
◇ 选择
，选择显示“ConvGain”结果如下图所示
图 21
图 22
2.5 噪音系数仿真
在上面仿真的基础上，稍微把仿真器修改一下就可以得到噪音系数的仿真结果，
双击
，修改第二项“Sweep”
2.具体设计过程
2.1 创建一个新项目
◇ ◇ ◇ ◇ 启动 ADS 选择 Main windows 菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名点击“ok”这样就创建了一个新项目。，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。
◇ 点击
2.2 3dB 定向耦合器设计
◇ 把射频输入端的功率源换成一个“Term” ◇ 在类“Simulation-HB”选择一个，双击修改其属性为：
。
图 24 表示从 1。0GHz 扫描到 6.0GHz，步长是 0.1GHz。 ◇ 配置仿真器，如下图所示。
图 25
图 27
图 28
图 29 ◇ 按“F7”进行仿真。 ◇ 在新出现的“DataDisplay”窗口中，点击输入“plot_vs(nf(2),HB_NOISE.RFfreq) ，并在“advance”对话框中
-4
-5
-6
-7 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.8 5.0
freq, GHz
图 5 输出端口间的相位差同样的办法可以看到输出端口的相位差、输入端口的隔离度、输入端口的回波损耗等。
200
100
phase(S(3,1)) phase(S(4,1)) phase(S(3,2)) phase(S(4,2))
。第 8 部分注意：第 1 部分是射频输入端口，端口号就是(Num)要设计为“1” ；第 2 部分是本振输入端口，端口号要设计为“3” 。这是一般用 HB Simulation 仿真的规范要求。
2.42 设置变量
◇ 在电路原理图窗口上，选择，双击，修改其属性，如下图所示。
◇ 在类“Optim/Stat/Yield/DOE”里面，选择
freq, GHz
图 7 输入端口的回波损耗
0
-10
dB(S(2,4)) dB(S(3,4)) dB(S(4,1)) dB(S(3,2))
-20
-30
-40
-50 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.8 5.0
freq, GHz
图 8 输入、输出端口的隔离度
2.3 低通滤波器
2.4 混频器频谱分析
2.41 设计完整的电路图
图 11 完整的电路图把混频器的电路图分解为如下图所示的 8 个部分，下面分别说明一下这 8 个部分具体的情况。
图 12
第一部分第二部分第三部分就是上面设计出来的 3dB 定向耦合器，具体请参考 3dB 耦合器一章。
第 4 部分匹配电路第 5 部分是晶体管，其中晶体管是使用了模型，具体操作是这样的，先在类 “Devices-Diodes”里面，选择具体的参数设计参考下图 13。，并双击修改里面的属性，建立二极管模型，
图3
◇ 双击
，修改里面的属性，要求从 3GHz 到
5GHz 扫描。 ◇ 保存文档。 ◇ 按“F7”仿真。 ◇ 在“DataDisplay”窗口中，按 ◇
。
，如下图所示，看端口的耦合度。
图4 结果如下图所示
-2
-3
dB(S(3,2)) dB(S(4,2)) dB(S(4,1)) dB(S(3,1))
最后的仿真结果如下图所示。
图 30
2.8 三阶交调系数
电路原理图不变，然后做下面的修改 ◇ 设置变量如下图所示：
◇ 设计输出变量，在类“Optim/Stat/Yield/DOE”里面点击属
，然后双击编辑性
◇ 在类“Sources-Freq Domain”里面，选择是射频输入端口，双击修改其属性。
型平衡混频器。由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到 D1 中混频电流为：
i1 (t )
n , m
I I

n,m
exp[ jm( s t

2
) jn( L t )]
同样，D2 式中的混频器的电流为：
i 2 (t )
◇
里面选择类“Tlines-Microstrip”
◇ 选择
，并双击编辑其中的属性，
，这是微
带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考 ADS 的帮助文档。 ◇ 选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。
◇ 按照下图设计好电路图
图 2 3dB 耦合器其中 50 ohm 传输线的线宽 w＝0.98mm，四分之一波长长度为 10.46mm，35ohm 传输线的线宽为 w＝1.67mm，四分之一波长长度为 10.2mm。MTEE 是三端口器件，有三个参数 W1，W2，W3 具体是有定义的，可以此参考 ADS 帮助文档。 ◇ 选择类“Simulation－S_Param”并把仿真器和“Term”拉出来放好。
，并双击修改其属性为
2.43 配置仿真器
◇ 在类“Simulation-HB”里面选择
和
，先双击
修改其属性，主
要是把温度改为符合 IEEE 标准的 16.85 度。 ◇ 双击，配置谐波平衡仿真器，具体参见下图
图 14
图 15
图 16
图 17
图 19 选择 krylov 来做噪音仿真 ◇ 按“F7”进行仿真。 ◇ 在出现的“DataDisplay”窗口中，选择，并点击“advance”项目，在
图 23 表示不在对本振功率“PLO”进行扫描，其他项目不需要做任何改动。 ◇ 按“F7”进行仿真。 ◇ 在新出现的“DataDisplay”窗口中，选择，并把 nf(2)添加进去。
noisefreq 200.0MHz
nf(2) 14.035
2.7 噪声系数随 RF 频率的变化
在上面噪音仿真的基础上，做如下改动： ◇ 修改变量如下图所示：
n,m
n , m
exp[ jm( s t ) jn( L t

2
)]
当 m 1, n 1时，利用 I 1, 1 I 1, 1 的关系，可以求出中频电流为：
i IF 4 I 1, 1 cos[( s L )t

2
]
主要的技术指标有： 1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)； 2、变频增益，中频输出和射频输入的比较； 3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围； 4、双频三阶交调与线性度； 5、工作频率； 6、隔离度； 7、本振功率与工作点。设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。