LTE上行信道估计的算法与性能分析

LTE上行信道估计技术研究盛洪宁【摘要】文中针对上行接收机信道估计进行了研究,提出一种基于MMSE的简化算法,通过对算法进行简化,有效降低了算法的复杂度.仿真结果表明,MMSE简化算法估计性能比较理想.【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2011(024)006【总页数】4页(P7-10)【关键词】LTE;信道估计;OFDM;MMSE【作者】盛洪宁【作者单位】西安电子科技大学电子工程学院,陕西西安,710071【正文语种】中文【中图分类】TN929.5LTE(Long Term Evolution)系统最大的改进在于采用了全新的空中接口技术，上行采用SC－FDMA多址接入技术，下行采用 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)技术。

SC－FDMA是结合OFDM可动态分配带宽的单载波多址接入方案，相对于OFDM技术，SC－FDMA系统的功率峰均比更低，有利于节省终端的成本和功率以及提高上行链路的覆盖范围［1－3］。

LTE上行的用户数据和控制信息主要是通过PUSCH(Physical Uplink SharedChannel)承载。

PUSCH采用了块状参考信号结构，在一个子帧中插入2个导频符号。

受到无线信道的时变特征、多径衰落和多普勒频移的影响，eNodeB接收到的往往是严重失真信号。

因此，准确的信道估计是保证PUSCH传输质量、发挥其优越性的关键［4－6］。

本文将重点研究基于辅助导频的PUSCH信道估计技术，信道估计分为两个基本步骤:首先，估计出导频位置的信道响应;然后，根据导频位置的信道响应，运用插值算法恢复出全部数据位置的信道响应。

衡量信道估计算法的优劣，主要考虑算法的复杂度和估计精度，目标是实现低复杂度的同时获得较好的估计性能。

1 LTE PUSCH传输方案PUSCH采用了DFT－S－FDMA(Discrete Fourier Transform－Spread－FrequencyDivisionMultiple Access)技术。

February 2017Vol.47No.1论文引用格式：邓单.LTE 上行控制信道接收机算法设计[J].现代电信科技，2017,47（1）：38-41.DENG Dan.Receiver Design for PUCCH in LTE[J].Modern Science &Technology of Telecommunications,2017,47(1):38-41.LTE 上行控制信道接收机算法设计邓单（广州市番禺职业技术学院，广州511483）摘要：针对LTE 系统，研究上行控制信道的检测算法及其性能分析。

首先对LTE 系统中上行控制信道的帧格式进行了简要介绍；再根据标准帧结构，提出针对上行控制信道的简单有效的估计与检测算法。

最后通过数值仿真对所提算法检测性能进行了详细的验证。

关键词：LTE；上行控制信道；检测算法；性能分析中图分类号：TN929.5文献标识码：AReceiver design for PUCCH in LTEDENG Dan（Guangzhou Panyu Polytechnic,Guangzhou 511483）Abstract ：Detection algorithm for PUCCH in LTE system is studied in this paper.First,the frame structure of PUCCH in LTE standard is introduced.Based on the signal format,a simple and effective estimation and detection algorithm for PUCCH is pro⁃posed.Numerical simulation results are provided for proving the proposed detection algorithm.Keywords:LTE;PUCCH;detection algorithm;performance analysis**本研究工作受广州市科技计划项目(No.201605131408424)、广州市教育局市属高校科研项目(No.1201620439)、广州番禺职业技术学院“青山湖青年学者”科研项目(No ：2016Q001)、广州市教育科学“十二五”规划课题（No ：1201431075）、京信研究基金(No.JX-PYP-201501)项目资助。

LTE信道详解信道及信号逻辑、传输、物理信道逻辑、传输、物理信道映射逻辑信道定义传送信息的类型，这些数据流是包括所有用户的数据。

传输信道是在对逻辑信道信息进行特定处理后再加上传输格式等指示信息后的数据流。

物理信道是将属于不同用户、不同功用的传输信道数据流分别按照相应的规则确定其载频、扰码、扩频码、开始结束时间等进行相关的操作，并在最终调制为模拟射频信号发射出去；不同物理信道上的数据流分别属于不同的用户或者是不同的功用。

下行信道映射关系上行信道映射关系对于上行来说，逻辑信道公共控制信道CCCH、专用控制信道DCCH以及专用业务信道DTCH都映射到上行共享信道UL-SCH，对应的物理信道为PUSCH。

上行传输信道RACH 对应的物理信道为PRACH。

对于下行来说，逻辑信道寻呼控制信道PCCH对应的传输信道为PCH，对应物理信道为PDSCH承载；逻辑信道BCCH映射到传输信道分为两部分，一部分映射到BCH，对应物理信道PBCH，主要是承载MIB（MasterInformationBlock）信息，另一部分映射到DL-SCH，对应物理信道PDSCH，承载其它系统消息。

CCCH、DCCH、DTCH、MCCH (Multicast Control Channel)都映射到DL-SCH，对应物理信道PDSCH。

MTCH (Multicast Traffic Channel)承载单小区数据时映射到DL-SCH，对应物理信道PDSCH。

承载多小区数据时映射到MCH，对应物理信道PMCH。

物理信道简介物理信道：对应于一系列RE的集合，需要承载来自高层的信息称为物理信道；如PDCCH、PDSCH等。

物理信号：对应于物理层使用的一系列RE，但这些RE不传递任何来自高层的信息，如参考信号(RS)，同步信号。

下行物理信道：PDSCH: PhysicalDownlink SharedChannel(物理下行共享信道) 。

主要用于传输业务数据，也可以传输信令。

2-14-03-06 (上下行参考信号研究、系统信息、下/上行链路自适应、CQI/PMI/RI 反馈(PUCCH周期/非周期反馈))一、参考信号参考信号（Reference Signal，RS），就是常说的“导频”信号，是由发射端提供给接收端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。

1、下行参考信号下行参考信号有以下目的。

（1）下行信道质量测量。

（2）下行信道估计，用于UE端的相干检测和解调。

下行参考信号由已知的参考信号构成，下行参考信号是以RE为单位的，即一个参考信号占用一个RE。

这些参考信号可分为两列：第1参考信号和第2参考信号。

第1参考信号位于每个0.5ms时隙的第1个OFDM符号，第2参考信号位于每个时隙的倒数第3个OFDM符号。

第1参考信号位于第1个OFDM符号有助于下行控制信号被尽早解调。

在频域上，每6个子载波插入一个参考信号，这个数值是在信道估计性能和RS开销之间求取平衡的结果，RS过疏则信道估计性能无法接受；RS过密则会造成RS开销过大。

另外，第0参考信号和第1参考信号在频域上是交错放置的。

而且，下行参考信号的设计还必须有一定的正交性，以有效地支持多天线并行传输（最多需支持4个并行流），实际上通过在时域上错开放置第2与第3参考信号来解决这个问题。

如图：图2.3.1-1 天线端口对应的参考信号总结：参考信号是由发射端提供给接收端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。

Antenna 为天线，而且在单天线的情况下，它必须假设同时存在天线端口0，1，对应到天线端口1的资源粒子是空着的，不能使用，这有个好处就是不会对其它系统配置。

观察图可知，时域上距离为6个RE，频域为5个RE.上行参考信号：LTE上行采用单载波FDMA技术，参考信号和数据是采用TDM方式复用在一起的。

上行参考信号用于如下两个目的。

(1)上行信道估计，用于eNode B端的相干检测和解调，称为DRS。

(2)上行信道质量测量，称为SRS。

1. LTE 下行信道信道估计1.1.概述信道估计：获取信道信息，进行信道均衡和传输方式的选择的重要依据。

上行：导频点在占用的频谱区域，采用连续插入的块状导频格式，相应的，信道估计直接对导频点进行估计即可；下行：导频是离散插入的，所以在进行导频点信道估计的同时，还需要进行插值。

导频点的信道估计方法：LS 和MMSE 等算法。

插值方式:有比较简单的线性插值，和相对复杂但是有噪声抑制增益的DFT 变换域插值。

一般而言，OFDM 系统下的信道估计技术多采用LS 算法[2]，除此之外，采用比较多的还有低秩最小均方误差（LMMSE ）算法[3]，以及一些变换域估计算法等。

信道估计利用解映射得到的接收导频数据，对信道的频域响应进行估计，而对信道衰落的均衡以及预编码码本选择等都需要以信道估计的结论作为基础1.2. 流程数据资源格信道估计（插值）导频处信道估计提取导频检测导频确定天线端口数生成本地导频小区ID1.3. 导频的产生1.4.LTE-A 下行导频的时频结构1.4.1. LTE-A 小区专用参考信号0=l 0R 0R 0R 0R 6=l 0=l 0R 0R 0R 0R 6=l O n e a n t e n n a p o r tT w o a n t e n n a p o r t sResource element (k,l )Not used for transmission on this antenna portReference symbols on this antenna port0=l 0R 0R 0R 0R 6=l 0=l 0R 0R 0R 0R 6=l 0=l 1R 1R 1R 1R 6=l 0=l 1R 1R 1R 1R 6=l 0=l 0R 0R 0R 0R 6=l 0=l 0R 0R 0R 0R 6=l 0=l 1R 1R 1R 1R 6=l 0=l 1R 1R 1R 1R 6=l F o u r a n t e n n a p o r t s0=l 6=l 0=l 2R 6=l 0=l 6=l 0=l 6=l 2R 2R 2R 3R 3R 3R 3R even-numbered slots odd-numbered slots Antenna port 0even-numbered slots odd-numbered slots Antenna port 1even-numbered slots odd-numbered slots Antenna port 2even-numbered slots odd-numbered slotsAntenna port 31.5. 导频点信道估计方法1.5.1. LS 估计方法（最小平方/最小二乘法）LS （最小平方）算法是最常用的一种算法[2]， 该算法在频域可以用公式（3）描述为：Y X H LS 1-=可以看到，LS 信道估计的结构是很简单的。

LTE 信道估计研究报告目录LTE 信道估计研究报告 (1)图表 (3)1 引言 (4)1.1编写目的 (4)1.2缩写术语 (4)2 背景情况 (5)2.1概述 (5)2.2信道估计算法分类 (5)2.2.1 盲信道估计 (5)2.2.2 非盲信道估计 (5)3 OFDM系统导频图案设计 (6)3.1LTE下行导频结构 (7)3.1.1 小区专用参考信号映射 (7)3.1.2 MBSFN参考信号映射 (8)3.2LTE上行导频结构 (9)4 LTE信道估计算法 (10)4.1系统模型 (11)4.2LS算法 (13)4.2.1 算法原理 (13)4.2.2 算法实现 (14)4.3MMSE算法 (14)4.3.1 算法原理 (14)4.3.2 算法实现 (16)4.4基于DFT操作的信道估计算法 (16)4.4.1 算法原理 (16)4.4.2 算法实现 (17)4.5插值理论 (17)4.5.1 理想插值 (17)4.5.2 多项式内插 (20)4.5.3 基于DFT内插 (24)5 结论以及建议 ......................................................................... 错误！未定义书签。

6 附录 (27)6.1LS（L EAST S QUARE 最小二）估计理论 (27)6.2MMSE（M INIMUM M EAN S QUARE E RROR）估计理论 (27)图表1 引言1.1 编写目的为了达到高速率的数据传输，TD-LTE中使用多幅度、多相位的调制方式（如16QAM、64QAM），为了保证系统的性能不受信道的多径和衰落效应的影响，就需要采用信道估计的方法来跟踪信道响应的变化。

信道估计的目的就是估计出信道的时域或频域响应，对接收到的数据进行校正和恢复，以获得相干检测的性能增益。

本文研究了几种信道估计方法，并进行了初步的仿真，为研发实现提供支持。

2-14-03-06 (上下行参考信号研究、系统信息、下/上行链路自适应、CQI/PMI/RI 反馈(PUCCH周期/非周期反馈))一、参考信号参考信号（Reference Signal，RS），就是常说的“导频”信号，是由发射端提供给接收端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。

1、下行参考信号下行参考信号有以下目的。

（1）下行信道质量测量。

（2）下行信道估计，用于UE端的相干检测和解调。

下行参考信号由已知的参考信号构成，下行参考信号是以RE为单位的，即一个参考信号占用一个RE。

这些参考信号可分为两列：第1参考信号和第2参考信号。

第1参考信号位于每个0.5ms时隙的第1个OFDM符号，第2参考信号位于每个时隙的倒数第3个OFDM符号。

第1参考信号位于第1个OFDM符号有助于下行控制信号被尽早解调。

在频域上，每6个子载波插入一个参考信号，这个数值是在信道估计性能和RS开销之间求取平衡的结果，RS过疏则信道估计性能无法接受；RS过密则会造成RS开销过大。

另外，第0参考信号和第1参考信号在频域上是交错放置的。

而且，下行参考信号的设计还必须有一定的正交性，以有效地支持多天线并行传输（最多需支持4个并行流），实际上通过在时域上错开放置第2与第3参考信号来解决这个问题。

如图：图2.3.1-1 天线端口对应的参考信号总结：参考信号是由发射端提供给接收端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。

Antenna 为天线，而且在单天线的情况下，它必须假设同时存在天线端口0，1，对应到天线端口1的资源粒子是空着的，不能使用，这有个好处就是不会对其它系统配置。

观察图可知，时域上距离为6个RE，频域为5个RE.上行参考信号：LTE上行采用单载波FDMA技术，参考信号和数据是采用TDM方式复用在一起的。

上行参考信号用于如下两个目的。

(1)上行信道估计，用于eNode B端的相干检测和解调，称为DRS。

(2)上行信道质量测量，称为SRS。

信道均衡算法总结信道均衡技术研究的焦点主要集中在计算复杂度与误码性能的折中，即用最小的计算代价获得最优的检测效果。

为了恢复信号放送方的信息，接收端必须知道如下信息：1)信道的增益矩阵H 。

2)加性高斯白噪声n 。

信号接收信息Y 可以表示：Y Hx n =+一、传统检测方法：1.1、线性检测算法：线性检测思想：在MIMO 系统的接收信号中，存在不同的发射天线间的信号的相互干扰。

相对于某一根发射天线的信号子流，其他天线上信号则看成干扰。

相对于某一根发射天线的信号子流，其他发射天线上信号则看成干扰，将接收信号乘以一个线性滤波矩阵，使得干扰信号从被检测信号中消除，这就是“干扰置零”的主要思想。

线性检测要求系统中的接收天线数N 不小于发射天线数M ，否则对于线性检测而言，即使在没有噪声的情况下也无法获得好的技术检测效果。

1.1.1 ZF 算法线性迫零ZF 算法是利用信道传输矩阵H 的伪逆矩阵H+作为线性运算组合器来实现信号分离的一种检测算法。

迫零的译码算法就是找到一个加权矩阵W ，使其满足以下关系：1,i j W H i j ==0,!i j W H i j ==其中W i,H j 分别表示加权矩阵W 的第i 行与信道矩阵H 的第j 列(满足这个条件的加权矩阵就是H 的伪逆矩阵H+)；ZF 算法步骤如下：1)先根据上述原则得到并计算加权矩阵1()H H H H H H +-=；2)将加权矩阵左乘接收信号，式子变为H r s H n ++=+；3)直接利用公式^()S Q H r +=进行量化，从而对信号进行译码。

ZF 算法把来自每个发送天线的信号当作希望得到的信号，而剩下的部分当作干扰，所以能够完全禁止各个之间的互扰。

1.1.2 MMSE 算法为了改善ZF 算法的性能，可以在设计滤波器矩阵的时候将噪声的影响考虑进去，这就是MMSE 检测。

MMSE 检测是通过滤波矩阵G 的设计使得实际传输的信号和滤波输出信号之间均方误差MSE 保持最小。

基于LTE上行SC-FDMA信道估计谢波;李一兵;叶方【摘要】基于LTE上行链路SC-FDMA调制技术,提出了一种改进的变换域信道估计算法.该算法在循环前缀以内引入门限,进一步去除噪声.经仿真验证,在SER和MSE性能方面此算法相对LS算法和传统算法在较低信噪比情况下有较好的改善；在高信噪比情况下,本算法由于门限选择的原因导致性能下降.【期刊名称】《应用科技》【年(卷),期】2012(039)006【总页数】4页(P49-52)【关键词】SC-FDMA;CAZAC;信道估计;DFT;门限;LFE【作者】谢波;李一兵;叶方【作者单位】哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨150001;哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨150001;哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨150001【正文语种】中文【中图分类】TN929.5在复杂的无线信道中传输，发送信号会经历多径传输、多普勒频移以及噪声干扰.来自不同路径的信号在接收端叠加起来，这将导致接收信号的幅度和相位产生极大失真，严重影响系统性能[1].在LTE上行链路（多址接入技术采用单载波频分复用SCFDMA）中，接收端利用频域均衡技术来对接收信号进行校正与恢复[2].均衡技术相干检测需要知晓信道状态信息，因此研究信道估计是十分必要的.目前主要存在以下几种信道估计方法：LS估计算法、线性最小均方误差（LMMSE）估计算法和基于变换域的信道估计算法.LS算法操作简单，没有考虑噪声和干扰的影响，均方误差较大[3].LMMSE算法性能佳，但是计算量大、复杂度高，需要预先知道信噪比跟信道统计特性，这导致其在实际通信中很难采用[4].基于变换域的信道估计算法具有折中的复杂度和性能，具有极强的研究价值.文中提出一种基于DFT变换的信道估计方法，经过仿真比较分析，发现此方法具有较好的性能.1 系统模型LTE上行链路系统信道估计模型如图1所示，CAZAC（constant amplitude zero auto-correlation）导频序列在数据序列经过预编码（FFT）后，在子载波映射之前进行插入.导频序列与数据序列之间在时域是时分复用的，在频域与数据序列占取相同的带宽.加入导频的信息序列经过IFFT变换，添加CP（cyclic prefix），由天线发送，经过信道并叠加加性白噪声.在接收端进行逆操作，去掉CP、进行FFT 变换、子载波逆映射，提取导频，对接收导频信号进行处理得出导频处信道估计值，进一步分析出数据位置处信道估计值，利用其结果对接收的数据序列作均衡处理.最后经过IFFT变换处理数据后解调、判决，恢复发送序列[5].图1 系统模型LTE上行常规导频格式[6]如图2所示，每一个子帧包括14个符号，即符号0～13.一个子帧分为2个时隙，每个时隙包含7个符号.其中符号3、10为导频符号，不用于发送业务数据，仅仅用于发送导频[7].LTE上行信道估计一般在一个子帧单元内完成，考虑到跳频以及延时等问题，不提倡跨子帧操作.图2 LTE上行导频格式CAZAC序列之所以成为LTE上行导频的原因有：1）恒包络特性：任意长度的CAZAC序列幅值恒定；2）理想的周期自相关特性：任意CAZAC序列移位n位后，n不是CAZAC序列的周期的整倍数时，移位后的序列与原序列不相关；3）良好的互相关特性：互相关和部分相关值接近于0；4）低峰均比特性：任意CAZAC序列组成的信号，其峰值与其均值的比值很低；5）傅里叶变换后仍然是CAZAC序列：任意CAZAC序列经傅里叶正反变换后仍然是CAZAC序列. CAZAC序列长度等于分配的子载波的数量，它是12（每个RB（resource block）所含的子载波数目）的倍数，NRB为所分配的资源块数目.NZC应选择小于或等于的最大质数.仿真中采用q=1为最后产生的导频序列，不经过预编码DFT扩展.2 信道估计算法信道估计的任务是根据接收到的经信道影响在幅度和相位上产生了畸变并叠加了高斯白噪声的序列，来准确识别出信道的时域或者频域的传输特性.其数学模型为式中：YP为接收端提取的导频序列，XP为发送端导频序列，NP为导频位置处的噪声[8].2.1 经典信道估计算法LMMSE算法在LS基础上进一步进行滤波降噪处理，SNR 表示信噪比，β=E|X （K）|2E，CAZAC序列β值为1，RHH为信道的相关性矩阵[10].变换域信道估计算法：它将LS信道估计结果作为初始值，对其进行降噪处理，以便达到更好的估计性能.原理如图3所示，利用一种转换方式将LS信道估计结果变换到其他域，在这个域中，能比较方便地去除噪声，然后再转换回原域.图3 变换域估计原理流程改进算法利用了时域路径的稀疏性以及循环前缀长度大于路径长度的这2个特点.首先将LS频域结果经过IFFT变换到时域，将CP长度以外的结果赋予0（传统方式），然后在CP内引起新的门限σ进一步剔除噪声占主导的值后通过FFT变换转频域，得到最终信道估计结果.2.2 数据位置处信道估计信道估计分为3步：发送导频格式选定；获取导频位置处信道估计值；由导频位置推导出数据位置处信道估计值.通过上行导频格式观察得出，在一个子帧范围内，块状导频格式不需要频域插值，在时域内存在12个数据符号和2个导频符号.因此可以通过以下3种基本方法来模拟出数据信道估计值.在后续仿真中，3种方式都会涉及到.1）时隙内平推：将单个时隙内符号3的信道估计值赋给符号0～6，将符号10的信号估计值赋给符号 7～13[11].2）子帧内平均后平推：将导频符号3、10的信道估计值进行平均后再给12个数据符号信道赋值.3）子帧内线性插值：对符号3、10的信道估计值进行线性插值拟合出子帧内其他12个数据符号信道值.3 仿真结果分析现对信道估计算法性能进行分析，比较算法分别为LS、传统DFT算法和文中提出的算法.性能评价参数为误符号率SER（symbol error rate）和信号估计均方误差MSE（mean-square error）.具体仿真参数见表1，采用VA多径信道，信道参数见表2.图4～6不同之处在导频信道获取数据信道的方式.由图4～6可以分析得出：在低信噪比情况下，文中算法较传统算法以及LS算法SER性能得到提升；在高信噪比情况下，文中算法性能下降，这是由于门限选择，会丢失部分有用信息，造成性能损失.表1 仿真参数名称参数数值DFT点数IFFT数带宽采样率CAZAC调制方式均衡信道噪声CP类型MNWTS NZC 120=12×105125 MHz 1/（5*106）s 113 QPSK迫零均衡VA AWGN正常－－－－－表2 信道参数VA信道路径1路径2路径3路径4路径5路径6时延/ns功率/dB 00.0310-1.0710-9.01090-10.01730-15.02510-20.0图4 不同信道估计方法子帧内平推误符号率比较图5 不同信道估计方法子帧内插值误符号率比较图6 不同信道估计方法子帧内平均误符号率比较观察图4～6的LS估计算法性能曲线，还可以分析得出，由导频信道到数据信道的的性能好到坏依次为：平均-平推-线性.这是符合理论的，因为2个导频信道平均，本质上是对噪声的平滑，而线性插值是假定信道变化是线性的.文中仿真条件不考虑多普勒频移即是时不变信道，因此线性插值方式性能最差.下面仅给出由平推方式获取数据信道情况下的3种方法的MSE比较分析，如图7所示.低信噪比情况下，文中算法的MSE性能较LS算法和传统算法得到提升；传统算法和文中算法在高信噪比情况下MSE都出现平台效应，性能低于LS算法，且传统算法性能略优于文中算法.这也是由于门限选择的原因，导致高信噪比情况下丢失有效信息.图7 子帧内平推均方误差比较4 结束语提出了一种基于变换域估计的算法，将频域LS结果转换到时域后，在循环前缀以内进一步引入门限，去除主要由噪声组成的路径信息.经过仿真分析得知，在信噪比较低时，SER和MSE相对LS算法和传统算法都有一个好的改善；在信噪比较高时，SER丢失低信噪比情况下的优势，MSE出现平台效应.参考文献:[1]周风波.基于导频的OFDM系统信道估计算法的研究[J].舰船电子工程，2011，31（1）：74-76.[2]郭强.LTE上行信道估计算法研究[J].技术平台，2010，12（5）:75-77.[3]丁敬校.基于块状导频的OFDM信道估计[J].信息技术，2011（7）:81-83.[4]吴玉章.基于LTE的OFDM导频信道估计[J].计算机光盘软件与应用，2010（9）:88-91.[5]江戬.TD-LTE系统中信道估计技术研究[J].电信科学，2010（11）:141-145.[6]米涛.3GPPLTE系统上行信道估计研究[J].广东通信技术，2011（03）:21-24.[7]3GPP TS36.211v9.0.0 Evolved Universal Terrestrial Radio Access （EUTRA）.PhysicalChannelsandModulation（Release9）3GPPNov.200[S].[8]童圣洁.OFDM系统LS与MMSE信道估计算法仿真分析[J].微计算机信息，2008，24（34）：219-220.[9]翟绍思.OFDM中基于块状分布的导频信号信道估计仿真[J].数字通信，2011，12（2）：64-66.[10]吕博.基于EM的MIMO-OFDM系统LMMSE信道估计[J].应用科技，2011，38（2）:38-55.[11]高冬冬.TDD-LTE上行链路信道估计算法研究[D].西安：西安电子科技大学，2011:32-33.。