EMI

设计更高能效, 设计更高能效,极低 EMI 准谐振适配器供稿:安森美半导体 准方波谐振转换器也称准谐振(QR)转换器,广泛用于电源适配器.准方波谐振的关键特征 是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)在漏极至源极电压(VDS)达到其最低值时导通, 从而减小开关损耗及改善电磁干扰(EMI)信号. 准谐振转换器采用不连续导电模式(DCM)工作时,VDS 必须从输入电压(Vin)与反射电压(Vreflect) 之和降低到 Vin.变压器初级电感(Lp)与节点电容(Clump,即环绕 MOSFET 漏极节点的所有电容 组合值,包括 MOSFET 电容和变压器寄生电容等)构成谐振网络,Lp 与 Clump 相互振荡,振荡 半周期以公式 t x = π L p C lump 计算. 然而,自振荡准谐振转换器在负载下降时,开关频率上升;这样,在轻载条件下,如果未 限制开关频率,损耗会较高,影响电源能效;故必须限制开关频率. 限制开关频率的方法有两种.第一种是传统准谐振转换器所使用的带频率反走的频率钳位 方法,即通过频率钳位来限制开关频率.但在轻载条件下,系统开关频率达到频率钳位限 制值时,出现多个处于可听噪声范围的谷底跳频,导致信号不稳定.图 1:谷底锁定方法示意图.为了解决这个问题,就出现第二种方法,也就是谷底锁定,即在负载下降时,在某个谷底 保持锁定,直到输出功率大幅下降,然后改变谷底.输出功率降低到某个值时,进入压控 振荡器(VCO)模式,参见图 1.具体而言,反馈(FB)比较器会选定谷底,并将信息传递给计 数器,FB 比较器的磁滞特性就锁定谷底.这种方法在系统负载降低时,提供自然的开关频 率限制,不会出现谷底跳频噪声,且不降低能效. 最新准谐振控制器 NCP1379/NCP1380 概览 NCP1379 和 NCP1380 是安森美半导体新推出的两款高性能准谐振电流模式控制器,特别适 合适配器应用.作为应用上述第二种方法的控制器,NCP1379 和 NCP1380 包括两种工作模 式:一为准谐振电流模式,带谷底锁定功能,能消除噪声;二为 VCO 模式,用于在轻载时 提升能效.这两款器件还提供多种保护功能,如过载保护(OPP),软启动,短路保护,过压 保护,过温保护及输入欠压保护.就工作原理而言,在带谷底锁定的准谐振模式,控制器根据反馈电压锁定至某个谷底(最多 到第 4 个谷底),峰值电流根据反馈电压来调整,提供所需的输出功率.这样,就解决了准 谐振转换器的谷底跳频不稳定问题,且与传统准谐振转换器相比,提供更高的最小开关频 率及更低的最大开关频率,还减小变压器尺寸. 而在反馈电压小于 0.8 V(输出功率减小)或小于 1.4 V(输出功率上升) 时,控制器进入 VCO 模式,此时峰值电流固定,为最大峰值电流的 17.5%,而开关频率可变,由反馈环路设定.图 2:NCP1379/NCP1380 结合提供 ZCD 和 OPP 功能.在保护功能方面, 这两款器件以读取辅助绕组电压结合提供过零检测(ZCD)和过载保护功能 (参见图 2),其中在 MOSFET 关闭期间(辅助绕组正电压)使用 ZCD 功能,而在 MOSFET 导通 期间(辅助绕组负电压)使用 OPP 功能,能够根据 ZCD 电压减小峰值电流. 此外,这两款控制器内置 80 ms 定时器,用于短路验证.还提供绕组短路保护功能,以额 外的电流感测(CS)比较器及缩短时间的前沿消隐(LEB)来检测绕组短路,当电流感测电压 (VCS)达到电流感测电压阈值(VILIM)的 1.5 倍后就关闭控制器. 值得一提的是,NCP1380 提供 A,B,C 和 D 等不同版本,用以满足客户不同的保护需求. 例如, 四个版本均提供过压保护功能, 而其中 NCP1380A 和 NCP1380B 提供过温保护, NCP1380C 和 NCP1380D 提供输入过压保护;另外,NCP1380A 和 NCP1380C 提供过流保护闩锁,而 NCP1380B 和 NCP1380D 提供过流保护自动恢复功能.此外,NCP1380A 和 NCP1380B 在同一引脚上结合了过压保护和过温保护功能,而 NCP1380B,NCP1380D 及 NCP1379 在同一引脚上结 合了过压保护和输入欠压保护功能,这样就减少了外部元件需求. 应用设计过程 应用设计过程 假定我们的目标电源规格为:输入电压85至265 Vrms,输出电压19 V,输出功率60 W,最小 开关频率45 kHz(输入电压为100 Vdc时),采用600 V MOSFET,230 Vrms时待机能耗低于100 mW.这样,我们可将应用设计过程分解为多个步骤. 1) 准谐振变压器参数计算 匝数比: N ps =k c (Vout + V f ) BVdss k D Vin,max Vos = 1.3 × (19 + 0.8) N ps ≈ 0.25 600 × 0.85 375 10初级峰值电流:I pri , peak = =N ps 2 Pout 1 + Vin,min Vout + V f η 2 Pout Clump Fsw +π η I pri , peak = 3.32 A2 × 60 1 0.25 2 × 60 × 250 p × 45k + +π 0.85 100 19.8 0.85初级电感: L pri =2 Pout I pri , peak Fswη2=2 × 60 L pri = 285 H 3.32 × 45k × 0.852最大占空比:d max =I pri , peak L pri Vin ,minFsw,min =3.32 × 285 45k d max = 0.43 100初级均方根(RMS)电流:I pri ,rms = I pri , peakd max 0.43 = 3.32 3 3 I pri ,rms = 1.26 AI sec ,rms =I pri , peak N ps1 d max 3.32 1 0.43 = 3 0.25 3 I sec ,rms = 5.8 A次级均方根(RMS)电流: 2) 预测开关频率 负载下降时,控制器会改变谷底.问题在于如何才能预测负载变化时开关频率怎样变化. 实际上,功率增加或减小时,控制器用以改变谷底的反馈(FB)电平也不同,正是借此特性 提供谷底锁定.知道反馈电平阈值后,我们就能够计算开关频率的变化及相应的输出功率. 通过手动计算或使用 Mathcad 电子表格,我们就可以解极出最大开关频率.图 3:预测开关频率.3) 时序电容值(Ct)计算 时序电容值( 在 VCO 模式下,开关频率由时序电容(Ct)完成充电而设定,而 Ct 电容的充电完成受反馈环 路控制.由准谐振模式的第 4 个谷底向 VCO 模式过渡时,输出负载轻微下降.要计算 Ct 电 容值, 先要计算第 4 个谷底工作时的开关频率, 并可根据反馈电压(VFB)与时序电容电压(VCt) 之间的关系计算出 VCt 的值为 1.83 V.然后,根据等式 Ct=ICtTsw,vco/1.83,可以计算出 Ct 的 值为 226 pF.我们实际选择的的 200 pF 的 Ct 电容.4) 应用过载补偿 在高线路输入电压(265 Vrms)时,由于传播延迟,我们可以计算出峰值电流为:I pk ( high ) = t prop 0.8 0.8 600 × 10 9 + Vin,max 2 = + 265 2 = 4.32 A Rsense Lp 23 290 × 10 6开关频率为: N ps 1 + π L p Clump Tsw( high) = I pk ( high) L p + V Vout + V f in,max 2 0.25 1 = 4.32 × 290 × 10 6 + + π 285 × 10 6 × 250 ×10 12 = 19.5 s 265 2 19 + 0.8 故高线路输入电压时的功率能力为: 1 1 1 1 2 Pout ( high) = L p I pk ( high) η = 290 × 10 6 × 4.32 2 0.85 = 116 W 2 Tsw( high) 2 19.5 × 10 6 接下来要计算所需的过载保护电压. 在高线路输入电压时,将输出功率限制为 Pout(limit)=70 W,再根据峰值电流限制(Ipk(limit))与输 出功率限制之间的关系等式,可以计算出 Ipk(limit)=2.67 A. 因此,可以计算出: I pk (lim it ) VOPP = 0.81 I pk (max) = 0.81 2.67 = 300 mW 4.32 根据电阻分压器的相关公式,以及选择下部分压电阻(Ropl)为 1 kΩ 及过零检测电阻(Rzcd) 为 1 kΩ,可以计算出上部分压电阻(Ropu)为 223 kΩ.选择启动电阻及启动电容 5) 选择启动电阻及启动电容 启动电阻有两种连接方式,一是连接至大电容(Cbulk),二是连接至半波电路.启动电容的计 算必须配合电源在 VCC 下降 VCC(off)之前关闭环路,相应计算出的 CVcc 为 3.9 F,我们实际选 择的电容是 4.7 F.需要给 CVcc 充电的电流 IVcc 为 28.5 A. 如果选择的是连接大电容,则启动电阻 Rstartup 为 2.76 mΩ,相应的功率耗散为 55 mW;如果 选择的是半波连接,则计算得启动电阻为 880 kΩ,相应的功率耗散为 16 mW.由此观之, 半波连接大幅降低启动电阻的功率耗散. 6) 应用同步整流 次级端的高均方根电流会导致输出二极管损耗增加.我们以极低导通阻抗的 MOSFET MBR20H150 来替代二极管,从而提升能效及降低轻载和待机时的能耗. 相应地, 可以计算 60 W 准谐振转换器的同步整流功率损耗为: 体二极管损耗(PQdiode)为 7 mW, MOSFET 损耗(PON)为 1 W,总同步整流总开关损耗近似为 1 W.相比较而言,使用 MBR20200 二极管时的总损耗为 2.6 W,即采用 MOSFET 来替代二极管时节省损耗约 1.6 W. 性能测试 基于安森美半导体 NCP1380B 构建的 19 V,60 W 准谐振适配器的电路图如图 4 所示.在启 动时间方面,启动电阻连接至大电容时,测得启动时间为 2.68 s;启动电阻连接至半波时, 测得启动时间为 2.1 s.图 4:基于安森美半导体 NCP1380 准谐振控制器的 60 W 适配器电路图.另外,我们也测试了这电路板在 115 Vrms 和 230 Vrms 条件下不同负载时的能效,参见表 1. 通过表 1 可以看出, Vrms 时 25%, 115 50%, 75%和 100%负载条件下的平均能效高达 87.9%, 230 Vrms 时 25%,50%,75%和 100%负载条件下的平均能效也达 87.7%,超过"能源之星" 2.0 版外部电源工作能效要求.此外,轻载条件下的能耗也极低,能够帮助节省电能.表 1:115 Vrms 和 230 Vrms 条件下不同负载时的能效测试结果.另外,通过改进电路,还能进一步提升能效及降低能耗.例如,在极低输出负载时,可以 采用特殊电路来移除 TL431 偏置抑制电路,从而降低持续消耗功率的启动电阻的能耗.另 外,在轻载时结合移除 TL431 和 NCP4302 偏置抑制电路,还可进一步提升能效,使典型负 载条件下的平均能效增加至高于 89%,而空载条件下的能耗也大幅降低,其中 115 Vrms 时为 62 mW,而 230 Vrms 时为 107 mW. 总结 本文探讨了准谐振转换器的基本特点,存在的问题及不同的解决方法,介绍了基于带谷底 锁定准谐振和 VCO 两种工作模式的最新准谐振控制器 NCP1379 和 NCP1380 的工作原理及关 键保护特性,并简要分析了其应用设计过程.测试结果显示,这两款准谐振控制器能用于 设计更高工作能效和极低待机能耗的准谐振适配器,满足相关能效标准的要求.值得一提 的是,优化电路后还能进一步提升能效及降低能耗,有助于满足更严格能效标准要求. 参考资料: 参考资料 1,NCP1380 数据表,/pub/Collateral/NCP1380-D.PDF,安森美半导体 2,设计笔记:Designing a Quasi-Resonant Adaptor Driven by the NCP1380, /pub/Collateral/AND8431-D.PDF,安森美半导体 3,培训教程:Design of a QR Adapter with Improved Efficiency and Low Standby Power, /pub_link/Collateral/TND377-D.PDF,安森美半导体。