一、设计要求：1、调速范围D=20，静差率S≤5%。
再整个调速范围内要求转速无极、平滑可调；2、动态性能指标：电流环超调量δ≤5%：空载启动到额定转速时转速超量δ≤10%直流电动机的参数：2.1控制系统的整体设计直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。
其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。
总体方案简化图如图1所示。
L-2.2桥式可逆PWM变换器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。
桥式可逆PWM 变换器电路如图2所示。
这是电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。
图2 桥式可逆PWM变换器电路双极式控制可逆PWM 变换器的四个驱动电压波形如图3所示。
OOOOU g1U g2U-Usi d图3 PWM 变换器的驱动电压波形他们的关系是：1423g g g g U U U U ==-=-。
在一个开关周期内，当0on t t ≤<时，晶体管1VT 、4VT 饱和导通而3VT 、2VT 截止，这时AB s U U =。
当on t t T ≤<时，1VT 、4VT 截止，但3VT 、2VT 不能立即导通，电枢电流d i 经2VD 、3VD 续流，这时AB s U U =-。
AB U 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图2所示。
电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。
当正脉冲较宽时，2on Tt >，则AB U 的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，2on Tt =，平均输出电压为零，则电动机停止。
双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为21on on on d s s t T t t U U U T T T -⎛⎫=-=- ⎪⎝⎭如果定义占空比ont Tρ=，电压系数d s U U γ=则在双极式可逆变换器中21γρ=-调速时，p 的可调范围为0～1相应的r=-1~1。
当p>0.5时，r 为正，电动机正转；当p<0.5时，r 为负，电动机反转；当ρ=0.5时，r=0，电动机停止。
但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。
这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。
但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。
双极式控制的桥式可逆PWM 变换器有以下优点： 1）电流一定连续。
2）可使电动机在四象限运行。
3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。
4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。
三、主电路设计桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图4所示。
PWM 变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容6C 滤波，以获得恒定的直流电压s U 。
由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz ，合上电源后，用延时开关将Rz 短路，以免在运行中造成附加损耗。
由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压”。
为了限制泵升电压，用镇流电阻Rx 消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通5VT 。
A B C限压图4 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路3.1主回路参数的计算及元件的选择 1.整流变压器的选择及计算作为整流装置电源用的变压器称整流变压器。
一般的变压器有整流和变压两项功能，起着整流是把交流变直流。
整流的过程中，采用三相桥式不可控整流电路。
由于△接法是可以给基次谐波提供通路的，可以减少基次谐波的影响，因此整流变压器采用△/Y 接法，接线原理图如下所示：变压器的参数选择：a ．变压器二次侧相电压有效值为U 2=0.95U nom ／3=0.95×2203=120V 。
b ．整流变压器的标称功率为 P t =U nomInom*103-=1.35×220×12.5×103-Kv=3.67Kv注：U nom 为电动机额定电压，取220V ；I nom 为电动机额定电流，取12.5A2.电力二极管的参数计算本设计为双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式全控整流电路基本数据如下：整流二极管的计算：根据二极管的最大整流平均I F 和最高反向工作电压U R 分别应满足： I F >1.5×I N /2≈1.5×12.5/2= 9.375(A)U R >1.5×2×U2=1.5×2×120=254.52 (V)查表得取二极管型号为ZL06 3.2回路参数计算及元件选择 1.交流侧过压过流保护再变压器副边并联电阻和电容，可以把变压器铁芯释放的磁场的能量转换为电场能量并储存再电容中，因为电容不可以使两端电压突变，所以可以达到抑制过电压的目的，而串入电阻的目的是为了在能量转换的过程中消耗一部分能量，从而防止因变压器漏感和并联电容构成的震荡回路再闭合时产生的过电压，抑制了LC 回路出现震荡，电路图如下所示：其中，C 和R 的计算公式为C ≥6i%S/U 22；R ≥2.3*U 22/S*%I /%U k ；在公式中：S ——变压器每相平均电压计算容量，单位V A U 2—— 变压器二次侧相电压有效值，单位 V I%——变压器激磁电流百分数 U k %——变压器的短路比 2.直流侧的过压过流保护PWM 变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容6C 滤波，以获得恒定的直流电压s U 。
由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz ，合上电源后，用延时开关将Rz 短路，以免在运行中造成附加损耗。
由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压”。
为了限制泵升电压，用镇流电阻RxVT。
消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通53快速熔断器短路保护熔断器的作用：当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，可能损坏电路中的某些重要器件，也有可能烧毁电路甚至造成火灾。
若安装熔断器，则熔断器就会在电流异常升高到一定高度的时候，自身熔断，切断电流，从而起到保护电路的作用。
为了防止由于电流过大而烧毁电力二极管，在二极管回路上加快速熔断器，在主回路中应加入熔断器，入下图所示：3.3 PWM生成电路PWM波可以由具有PWM输出的单片机通过编程来得以产生，也可以采用PWM 专用要求过高，当他频率太低时，其产生的电磁噪声就比较大，在实际用用当中，当PWM 频率在180KHz左右时，效果最好。
在本系统内，采用两片四位数值比较器4585和一片12位串行计数器4040组成了PWM信号发生电路。
两片数值比较器4585，即如图生U2、U3、的A组接12位串行4040计数输出端Q2-Q9，而U2、U3的B组接到单片机的P1端口。
只要改变P1 端口的输出值，就可以使得PWM信号的占空比发生变化，从而进行调控控制。
12位串行计数器4040的计数输入端CLK接到单片机C5晶振的震荡输出XTAL2。
计数器4040每来8个脉冲，其输出Q2-Q9加1，当计数值小于或者等于单片机P1值X 时，图中U2的（A>B)输出端保持低电平，而当计数值大于单片机P1端口输出值X时，图中的U2的(A>B)输出端保持高电平。
随着计数值的增加，Q2-Q9由全"1"变为全“0”时，图中U2的（A<B）输出端又变为低电平，这样就在U2的(A>B)端得到了PWM信号，它的占空比为（255-X/255*100%),那么只要改变X的数值,就可以相应的改变PWM 信号的占空比，从而进行直流电机的转速控制。
使用这个方法是，单片机只需要根据调整量输出X的值，而PWM信号由三片通用数字电生成，这样可以使得软件大大简化，同时也有利于单片机系统的正常的工作。
由于单片机上电复位时P1端输出全为“1”，使得数值比较器4585的B组与P1端口相连，升速时P0端口输出X按一定规律减少，而降速时按一定规律增大。
3.3.1PWM功率放大驱动电路设计该驱动电路采用了IR2110集成芯片，该集成电路具有较强的驱动能力和保护功能。
芯片IR2110性能的特点IR2110时一种双通道高压，高速的功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。
它把驱动高压侧和低压侧MOSFET或IGBT所需的绝大部分功能集成在一个高性能的封装内，外接很少的分立元件就能提供极快的功耗，它的特点在于，将输入逻辑信号转换成同相低阻输出驱动信号，可以驱动同一桥臂的两路输出，驱动能力强，响应速度快，工作电压比较高，可以达到600V，其内设欠压封锁，成本低，易于调试。
高压侧驱动采用外部自举电容上电，与其他驱动电路相比，它在设计上大大减少了驱动变压器和电容的数目，使得MOSFET和IGBT的驱动电路设计大为简化，而且它可以实现对MOSFET 和IGBT的最优驱动，还具有快速完整的保护功能。
IR2110的引脚图以及功能引脚1（L0)与引脚7（HO）：对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输出端，使用中，分别通过一电阻接主电路下上通道MOSFET的栅极，为了防止干扰，通常分别在引脚1与引脚2以及引脚7与引脚5之间并接一个10KΩ的电阻。
引脚2（COM）:下通道MOSFET驱动输出参考地端，使用中，与引脚13（Vss）直接相连，同时接主电路桥臂下通道MOSFET的源极。
引脚3（Vcc）：直接接用户提供的输出极电源的正极，并且通过一个较高品质的电容接引脚2。
引脚5（Vs）：上通道MOSFET驱动信号输出参考地端，使用中，与主电路中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。
引脚6（Vb）：通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚3的高反压快恢复二极管，与用户提供的输出极电源相连，对Vcc的参数要求为大于或等于-0.5V,而且小于或等于+20V。
引脚9（VDD）：芯片输入级工作电源端，使用中，接用户为该芯片工作提供的高性能电源，为抗干扰，该端应通过一高性能去耦网络接地，该端可与引脚3 （Vcc）使用同一电源，也可以分开使用两个独立电源。
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