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双管正激电源课程设计一、课程目标知识目标：1. 让学生掌握双管正激电源的基本工作原理，理解其电路构成及各部分功能。
2. 使学生了解双管正激电源的转换效率、输出特性及其影响因素。
3. 帮助学生掌握双管正激电源的电路参数计算方法，并能进行简单电路的设计。
技能目标：1. 培养学生运用所学知识分析和解决实际电路问题的能力。
2. 提高学生动手实践能力，能够搭建和调试双管正激电源电路。
3. 培养学生团队协作和沟通能力，能在小组讨论中分享观点，共同解决问题。
情感态度价值观目标：1. 培养学生对电子技术学科的兴趣，激发学习热情，形成积极的学习态度。
2. 培养学生严谨、认真、负责的科学态度，注重实践操作的规范性和安全性。
3. 引导学生关注新能源和节能技术，培养环保意识和创新精神。
课程性质分析：本课程属于电子技术领域，以理论教学和实践操作相结合的方式进行。
课程内容紧密结合课本，强调知识的应用性和实践性。
学生特点分析：针对高年级学生，已具备一定的电子技术基础，具有较强的学习能力和动手能力。
此阶段学生思维活跃，善于探究，喜欢挑战。
教学要求：1. 确保学生对双管正激电源的理论知识掌握扎实，能应用于实际电路分析。
2. 注重实践操作，培养学生动手能力，提高学生对电路的实际操作技能。
3. 融入情感态度价值观教育，引导学生形成正确的科学态度和价值观。
二、教学内容1. 理论知识：- 介绍双管正激电源的基本原理，包括开关电源的工作模式、双管正激电路的构成及工作过程。
- 讲解双管正激电源的关键参数，如转换效率、输出电压纹波、频率等，分析影响这些参数的因素。
- 深入探讨电路参数的计算方法，结合实际应用场景进行案例分析。
2. 实践操作：- 指导学生搭建双管正激电源实验电路，进行电路调试和性能测试。
- 安排实验项目，让学生通过实际操作验证理论知识，观察和分析电路性能。
3. 教学大纲：- 第一周：双管正激电源原理及电路构成，进行课堂讲解和讨论。
带PFC功能的150W双管正激恒流源设计一、总体性能指标：输入交流电压范围：Vac=90Vac~260Vac ，f工频=40~60Hz；PFC输出直流电压：Vin=385~400Vdc；双管正激输出电压范围：V out=32Vdc~36Vdc；额定输出电流：Iout=4.3A；额定输出功率：Pout=150W ；（4.3A，36V LED负载）整体效率：η=90% ；二、电路总框架图图1 带PFC的双管正激式LED驱动电源电路总框图三、PFC电路设计图2：UC3854BN PFC 电路原理图 3.1 PFC 性能指标：交流输入电压范围：Vac=90Vac~260Vac ， f 工频=40~60Hz ； PFC 输出直流电压：V0=385~400Vdc ； 额定输出功率：P0=240W ； 开关频率：fs=100kHz ； 效率：η=95% ； 功率因数：PF >0.95； 3.2 PFC 升压电感的选取电感在电路中有滤波、传递和储存能量的作用，其值与纹波电流和开关频率有关，如公式（1.2.1）所示。
IN S IN L s LU DT U DL I f I ==∆∆ （1.2.1） 式中D 为占空比，fs 为开关频率，Ts 为开关周期，Uin 为输入电流，△IL 为纹波电流。
①计算输入电流的最大峰值：(min)3.93pk IN I A === （1.2.2） ②计算电感电流允许的最大纹波电流△IL ，通常取线路电流最大峰值的20%，如公式（1.2.3）所示。
0.20.2 3.930.786L pk I I A ∆==⨯=（1.2.3）③计算电感电流出现最大峰值时的占空比， 如公式（1.2.4）所示。
(min)400900.68400o IN oU D U === （1.2.4）④综合以上公式可计算电感值，如公式（1.2.5）所示。
min)3900.681.1100100.786IN s LD L mH f I ⨯===∆⨯⨯（ （1.2.5）本设计实际取1mH 。
双管正激开关电源的设计理念
双管正激开关电源是一种高效节能的电源设计，其设计理念包括以下几个方面：
1. 高效能：双管正激开关电源采用了双管拓扑结构，通过两个开关管之间的协同工作，有效地减小了功率开关管的损耗，从而提高了整体的转换效率。
这种设计能够使电源在保持稳定工作的同时，大幅度降低功率损耗，提高了能源利用率。
2. 稳定性：双管正激开关电源通过合理的电路设计和控制算法，能够保持输出电压的稳定性和精准性，有效地避免了电压波动和脉动等问题，保证了供电的稳定性和可靠性。
这种设计理念在工业控制、通信设备等对电源稳定性要求高的领域具有很大的应用潜力。
3. 节能环保：双管正激开关电源在设计中注重了节能环保的理念，通过高效的转换结构和控制算法，可以降低功耗，减少能源浪费。
同时，该设计还采用了环保材料和生产工艺，尽可能减少对环境的污染，符合可持续发展的要求。
4. 可靠性：双管正激开关电源在设计中考虑了系统的可靠性和稳定性，采用了多重保护机制和自动故障诊断功能，能够及时发现并处理电路中的故障，确保电源运行的安全可靠。
这种设计理念在需要长时间连续工作和高稳定性要求的应用场景中具有很大的优势。
总的来说，是以高效能、稳定性、节能环保和可靠性为核心，通过合理的电路结构和控制算法，充分发挥开关电源的优势，为各种应用领域提供稳定可靠的电力支持。
这种设计思路不仅满足了现代电子产品对电源性能的要求，还有助于提高整体能源利用效率，促进清洁能源的发展和利用。
一种双晶体管正激有源钳位软开关电源的设计引言现在世界资源短缺，各国政府及社会各界越来越要求节能降耗。
中国政府也正秉持这一国际化趋势的理念在不断迈进，这一趋势在未来几年还会加速，这势必为响应这一国际趋势的科技型企业带来巨大的机遇。
同时对技术薄弱的电源企业就是一个巨大的考验。
在电源行业来讲，这几年大家一直致力于80PLUS的产品研发，时至今日，这项技术在大的企业已经得到普及。
接下来的方向就是如何来达到85PLUS的要求。
这对于一般的适配器或高电压直流输出的电源来讲没有什么问题，大家很容易就可以实现。
但是对于一般的PC电源或服务器电源这种带多输出中低直流电压的电源来讲，要达到85PLUS就不这么容易了。
电源目前常见的几种可以实现高效率的电路拓扑来讲，单晶体管有源钳位技术现在有很多厂商推广，但是目前使用情况还是不太普及，全桥零电压开关的技术也有人使用，也同样没有得到广泛普及。
现今在大的电源使用上大家最常用的就是双晶体管正激，目前很多厂商从300W～1200W的范围都有使用，同时可以满足80PLUS的要求，但是目前要作到85PLUS就很难，不进行一些技术变更几乎不可能。
基于目前的情况，本文介绍一种利用有源钳位技术在双晶体管正激上实现软开关的设计方法，并给出实际的设计案例及实验结果。
双晶体管正激有源钳位软开关的工作原理双晶体管正激有源钳位软开关主电路如图1所示。
参阅图2至图7，详细讲述双晶正激有源钳位开关电源的工作过程如下：1）功率传输阶段（t0～t1），如图2所示，该阶段第一主开关管VT1和第二主开关管VT2同时导通，而钳位开关管VTR1处于关断状态。
加在变压器上的输入电压使励磁电流线性上升，初级向次级经变压器传输能量。
次级VD1导通，VD2截止，L1上的电流线性上升，整流滤波后供给负载RL.在此条件下VD1和VD2刚好ZVS下导通，因其体二极管先前已经在导通状态（如图6所示）2）谐振阶段（t1～t2），如图3所示，在占空比的控制下，第一主开关管VT1和第二主开关管VT2在t1时刻同时关断，变压器磁芯极性反转。
仙童资料翻译：十三个步骤教你完整设计正激双路输出开关电源，妥妥的！最新通知【通知】跳槽季电源企业怎么快速招到电源工程师？各地招聘电源工程师（点击下面蓝色标题直接查看）【东莞】诚聘开关电源技术人才，管理人才！【上海】爱立信招聘电源工程师，磁性元器件工程师，电源验证工程师......步骤一确定系统对象图1线性电源范围电压倍压电路如图1所示，通常是用于正激式电路，在普通电压输入的情况下。
所以最小的线性电压是实际电压的2倍。
——线性频率fL——最大输出功率P0——预计功率：这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。
如果无法参考资料，设Eff=0.7~0.75，用于低电压输出的设备；设Eff=0.8~0.85，用于高电压输出的设备。
确定的估计效率，这最大的输出功率是基于输入最大功率，选择适合的开关芯片。
因为MOSFET管的两端电压是转换器的两倍电压，一个额定电压是800V的开关芯片，MOS管就可用于一般的电压输入。
开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。
步骤二确定DC电容（）和DC电压范围图2这最大的DC电压(DC link voltage)波纹是：Dch是是链电容(DC link capacitor)占空比，如图2，通常值为0.2。
用于倍压器的两个电容要串联，每个电容值是方程（2）中所需电容的2倍。
在已知的最大电压波纹，那么这最小和最大的直流链电压（DC link voltage）是：步骤三确定变压器重置方式和最大占空比（Dmax）正激式开关电源一个固有的限制，在MOSFET关闭的时候，就是变压器必须重置。
因此，额外的重置方案应该被纳入。
现有两个重置方案：a．辅绕组重置该方案有益于效能，因为能量被储存在磁化电感中，且能量会释放回输入电路中。
但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。
图3MOSFET管上最大的电压和最大占空比是：Np和Nr和分别分别是初级（primary winding）匝数(笔者注：初级=主绕组)和辅绕组匝数。
1 绪论随着计算机、电子技术的高速发展，电子技术的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。
任何电子设备都离不开可靠的电源，他们对电源的要求也越来越高。
电子设备的小型化和低成本化，使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。
1．1 开关电源的发展开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。
前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。
开关电源的核心是电力电子变换器。
按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器[1]；逆变器，是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器[18]四种。
传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。
这种传统稳压电源技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点。
但通常需要体积大而且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。
由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有百分之四十五左右[16]。
另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的要求。
20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源。
在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制作的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。
到了20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展时期。
开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。
学位论文200W开关电源设计——基于双管正激变换器摘要开关电源是一种由占空比控制的开关电路构成的电能变换装置，用于交流－直流或直流—直流电能变换，通常称其为开关电源。
其功率从零点几瓦到数十千瓦，广泛用于生活、生产、科研、军事等各个领域。
开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。
本设计的交流输入电压范围是85V～265V，输出电压24V，输出功率200W。
该设计能够同时实现输入欠压保护、输出过压保护、功率因数校正等功能。
本设计主要采用单片开关电源芯片L6562D，NCP1015和NCP1217，线性光耦合器PC817A及可调式精密并联稳压器TL431等专用芯片以及其它的分立元件相配合，使设计出的开关电源具有稳压输出功能。
主要用到的开关电源电路拓扑有BUCK电路，BOOST电路和正激电路。
关键词：开关电源，功率因数校正，电路拓扑ABSTRACTThe switching power supply is a power conversion device for AC-DC or DC-DC conversion,which is consist of switching circuits controled by duty cycle.Its power varies from a few tenths of watts to tens of kilos watts,and it is widely used in life,production,scientific research, military and other fields.The core of the switching power supply is power electronic circuit.According to the request of steay output voltage or flow characteristics of power from the load,it can use feedback control circuit with duty cycle control method to control the switching circuit. The AC input voltage of this design ranges from 85V to 265V and the output voltage is 24V,the output power 200W.The design can simultaneously realize functions of input under-voltage protection, output overvoltage protection and power factor correction. The design mainly adopts dedicated chips ,such as single switching power supply chip L6562D, the NCP1015 and NCP1217A, a linear optocoupler PC817 and adustable precision shunt regulator control TL431 ,which is matched with other discrete components to make the switching power supply with voltage regulator output function. The main switching power supply circuit topology are Buck Circuit, the Boost Circuit and a Forward Circuit.Key words：the switching power supply,power factor correction,circuit topology目录第1章开关电源简介 (1)1.1 开关电源的发展简史 (1)1.2 开关电源的发展趋势和前景展望 (1)1.3 本文的主要工作 (2)1.3.1 基本要求 (3)1.3.2 发挥部分 (3)第2章开关电源的分类和基本工作原理 (4)2.1 开关电源的分类 (4)2.2 开关电源的基本工作原理 (4)2.3 PFC原理 (5)2.4 双管正激式变换器工作原理 (6)第3章交流输入部分电路的设计与实现 (8)3.1 原理图设计 (8)3.2 元件参数与选择 (8)3.2.1 压敏电阻 (8)3.2.2 安规电容 (8)3.2.3 泄放电路 (9)3.2.4 共模扼流圈 (9)3.2.5 整流桥和滤波电容 (9)第4章基于L6562D的连续型APFC电路设计与实现 (10)4.1 L6562D功能特点及其工作方式 (10)4.2 设计要求 (10)4.3 工作原理 (10)4.3.1 概述 (10)4.3.2 FOT峰值电流模式分析 (11)4.3.3 FOT峰值电流模式的输入电流畸变 (12)4.3.4 输入电流尖峰畸变的补偿电路 (12)4.4 原理图设计 (14)4.5 参数设计 (14)4.5.1 升压电感的设计 (14)4.5.2 确定电流取样电阻 (17)第5章基于NCP1217A双管正激变换器电路的设计与实现 (19)5.1 NCP1217A功能特点 (19)5.2 设计要求 (19)5.3 原理图设计 (19)5.4 参数设计 (21)5.4.1 变压器和输出电感的设计 (21)5.4.2 确定次级侧的整流二极管 (22)5.4.3 确定输出电容器 (23)5.4.4 脉冲驱动电路的设计 (23)5.4.5 稳压反馈电路设计 (24)第6章基于NCP1015的辅助电源设计与实现 (25)6.1 NCP1015功能特点 (25)6.2 设计要求 (25)6.3 原理图设计 (25)6.4 工作原理 (25)第7章测试报告 (26)7.1 概述 (26)7.1.1 输出电压精度 (26)7.1.2 线性调整率 (26)7.1.3 负载调整率 (27)7.1.4 工作效率 (28)7.1.5 PF值 (30)7.1.6 纹波 (31)7.2 毕设完成指数 (33)7.2.1 基本要求 (33)7.2.2 发挥部分 (33)第8章调试总结 (34)8.1.1 基于NCP1654的PFC调试 (34)8.1.2 基于NCP1217A的双管正激调试 (34)8.1.3 基于L6562D的APFC电路的调试 (34)8.1.4 联调 (35)8.1.5 心得体会 (35)参考文献 (37)附录A 原理图 (38)A.1 APFC设计部分 (38)A.2 双管正激部分 (39)A.3 交流输入部分 (40)A.4 NCP1217A设计部分 (40)A.5 辅助电源设计部分 (40)附录B 器件清单 (41)B.1 交流输入部分参数 (41)B.2 辅助电源设计部分参数 (41)B.3 NCP1217A设计部分参数 (41)B.4 APFC设计部分参数 (42)B.5 双管正激设计部分参数 (42)附录C APFC电路PCB (44)附录D 双管正激电路PCB (45)第1章开关电源简介1.1 开关电源的发展简史开关电源是相对线性电源说的。
150W 双管正激恒流源设计一、功能指标输入电压范围：V ac =100Vac ~260Vac ， f 工频=40~60Hz ； 输入直流电压：V in =140Vdc ~367Vdc ； 输出电压范围：V out =32Vdc ~36Vdc ； 输出电流：I out =4.3A ； 输出功率：P out =150W ； 效率：η=90% ；开关频率：f=100kHz ； 最大占空比：Dmax=0.48；最大导通时间：T on （max ）=4.8us 。
二、电路总框架图图1 双管正激式LED 驱动电路总框图Vvt1I ds1V ds1i Li VD3235图2连续模式双管正激电路开关管和二极管电压电流波形2.1工作原理根据LED照明负载特性，LED负载须采用恒流驱动方式，必须保证输出电流是恒定的直流。
基于双管正激变换器设计恒流源变换器。
市电经过EMI滤波之后，整流再滤波，得到直流电压作为变换器输入电压。
双管正激变换器如图1所示，基于以下假设：电路稳定工作，开关器件理想，换流过程电感电流不变化，相当于恒流源。
为了保证双管正激电路变压器正常复位，要求驱动脉冲占空比不超过0.5，双管正激两个开关管同时导通同时关断，在开通时变压器向副边传递能量，输出滤波储能电感电流按斜率上升；在开关管关断时，变压器开始复位，在复位过程，变压器不向副边传递能量，同时变压器漏感中的能量由原边两个反向的钳位二极管回馈到输入电压，开关管承受的电压为Vin。
复位结束后，开关管承受的电压为1/2Vin。
双管正激变换器两个开关管VT1和VT2串接于变压器初级绕组的两端，电路工作时两个开关管同时导通同时关断。
当开关管导通时，变压器初级和次级同名端都为正，变压器向副边和负载传递能量。
当开关管都关断时，储存于励磁电感上的电流使得初级绕组极性反转。
D1将Np异名端钳位至输入直流电压，D2将Np同名端钳位至地电位。
漏感尖峰被钳位，使得每个开关管承受的最大电压不超过Vdc，这是双管正激电路的一大优势。
双管正激小功率电源的设计与实现
正激变换由于拓扑简单，升/ 降压范围宽，广泛应用于中小功率电源变换场合。
正激变换器的输出功率不象反激变换器那样受变压器储能的限制，
因此输出功率较反激变换器大，但是正激变换器的开关管电压应力高，为两倍输入电压，有时甚至超过两倍输入电压。
过高的开关管电压应力成为限制正激变换器容量继续增加的一个关键因素。
驱动芯片T L494 是一种价格便宜、驱动能力强、死区时间可控，同时带有两个误差放大器，当负载变化时来进行电压和电流反馈PI 调节，这样进一步加强了电源的稳定性。
1 双管正激变换器电路
双管正激变换器电路如
该主电路拓扑结构有三个优点：
（1）克服了单端正激变换器中开关电压应力高的缺点。
（2）不需要采用特殊的磁通复位技术，避免复杂的去磁绕组的设计和减少高频变压器的体积，使电路变得简洁，也不需要加RCD 来进行复磁箝位，并能对电源进行馈电，提高了效率。
（3）与全桥变换器和半桥变换器相比，每一个桥臂都是由一个二极管和一个开关管串联组成，不存在桥臂直通的问题，可靠性高。
2 PWM 驱动芯片TL494 的特点
TL494 是典型的固定频率脉宽调制控制集成电路，它包含了控制开关电源所需的全部功能，可作为双管正激式、半桥式、全桥式开关电源的控制系统。
它的工作频率为1~ 300 kHz，输入电压达40 V，输出电流为200 mA，其内部原理
TL494 内部设置了线性锯齿波振荡器，振荡频率f = 1. 1/ （R C），。
干货分享：正激有源钳位软开关电源设计近年来电源行业一直致力于80PLUS 的产品研发，如何来达到85PLUS 的要求呢。
这对于一般的适配器没有什么问题，很容易实现。
但是对于pc 电源或服务器电源这种带多输出中低直流电压的电源来讲，要达到85PLUS 就不这么容易了。
应对这样的问题使用双晶体管正激电源再合适不过了，范围从300W 到1200W 的被厂商广泛使用，利用一些技术手段就可以满足80PLUS 的要求。
本文介绍一种利用有源钳位技术在双晶体管正激上实现软开关的设计方法，并给出实际的案例和实验结果。
双晶体管正激有源钳位软开关的工作原理双晶体管正激有源钳位软开关主电路如图1 所示。
参阅图2 至图7，详细讲述双晶正激有源钳位开关电源的工作过程如下：(1)功率传输阶段(t0～t1)，如图2 所示，该阶段第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 同时导通，而钳位开关管VTR1 处于关断状态。
加在变压器上的输入电压使励磁电流线性上升，初级向次级经变压器传输能量。
次级VD1 导通，VD2 截止，L1 上的电流线性上升，整流滤波后供给负载RL。
在此条件下VD1 和VD2 刚好ZVS 下导通，因其体二极管先前已经在导通状态(如图6 所示) (2)谐振阶段(t1～t2)，如图3 所示，在占空比的控制下，第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 在t1 时刻同时关断，变压器磁芯极性反转。
因输入电源和变压器的励磁电感的作用给VT1 和VT2 的寄生电容COSS1，COSS2 充电，由于电容电压不能突变，第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 在ZVS 状态下关断。
同时变压器的励磁电流开始给钳位开关管VTR1 的寄生电容COSS 放电，经VTR1 的体二极管给钳位电容CR1 充电。
次级VD1 截止，VD2 导通，L1 经过VD2 续流继续给负载RL 供电。
Quasi-ZVS Active Auxiliary Commutation Circuitfor Two Switches Forward ConverterJ.E. Baggio, L. Schuch, H.L. Hey, H.A. Gründling, H. Pinheiro, J.R. Pinheiro Federal University of Santa MariaCT / NUPEDEE / GEPOC97105-900 - Santa Maria - RS - Brazil e-mail: josebaggio@, renes@ctlab.ufsm.br Abstract: This paper presents a family ofsingle-endedprocess.converters that adequately designed and commanded can The effects associated to these three factors are minimizedperform ZVS turn-off and turn-on with a value near to zeroby the use of zero voltage switching. However, some circuitsnamely Quasi-ZVS (QZVS) at main switches. The auxiliarydo not operate with ZVS in all operation conditions. Even ifcircuit presents low reactive energy and is composed of onethe voltage across the switch do not reaches zero, aninductor, one diode and one switch, which operate with ZCS. Toimprovement of the converter performance can be obtained,demonstrate the feasibility of the proposed technique, it isby using auxiliary circuits that reduce the voltage to valuesapplied to a two switches forward converter. It is not necessaryuse of a third winding in the transformer neither auxiliary Voltage sources to achieve soft switching. The implementation is possible due to the use of an appropriate command, different than it is used conventionally in two switches forward near to zero. This is the basic principle of Quasi-ZVS (QZVS): to reduce the voltage across the switch to a value as near to zero as possible.The QZVS occurs when there is not enough energyplete analysis of the operation stages, as well asavailable to reset the snubbers capacitors. The use ofthe design procedures for the correct operation of the converterauxiliary circuits with low cost and low reactive energy is theare presented. Experimental results obtained from a prototypemain feature of QZVS.of 250W/48V@100kHz demonstrate the feasibility of this Active Auxiliary Commutation Circuit (AACC) applied to two switches forward converter. Furthermore, a new concept of switching is introduced, where the main switches commutate with QZVS.A great number of researchers have concentrated efforts to obtain converters with low commutation losses. As a result, converters operating with zero voltage and/or current switching have been exhaustively studied to reduce the drawbacks of hard commutation.Hard commutation losses are mainly linked to three factors: the reverse recovery current of diodes; the discharge of the energy stored in capacitors parallel to the switch (specially in MOSFETs); the simultaneous occurrence of voltage and current on the switch during the commutation II. T HE Q UASI-ZVS S INGLE-ENDED F AMILYIn this section is presented the QZVS single-ended familyof non-isolated (boost, buck, buck-boost, SEPIC, zeta andI. I NTRODUCTIONcúk) and isolated(flyback, forward and two switches forward) converters. The basic converters of this family are presented in Fig. 1, and the state planes of these converters are presented in Fig. 3. A family with characteristics similar to the presented one was introduced in [7] with ZVS operation. However, under certain operating conditions, ZVS is not obtained. Anyway, with an appropriate design, the commutations can occur with QZVS. The presented converters allow QZVS in continuous conduction mode (CCM), discontinuous conduction mode (CCM) and critical conduction mode (CM). This can be seen C1 Lr Sa1 S1C1 Lr Sa1 Da1Da1 Da1 D1E C R0L LS1 LR0 LrED1 E C1C C R0S1 Sa1D1(a) (b) (c)D1Lr D1 D3 LC1 D2T(n1) T(n2) C R0 R0Lr T(n3) L S1D2 R0 D4 CE T(n1) T(n2) Lr Da1 Sa1 T(n2)E C EDa1 D3Da1Sa1 C1 T(n1) C2Sa1 C1S1 S1 D1 S2(d) (e) (f)Fig. 1 - Quasi-ZVS family: (a) Buck; (b) Boost; (c) Buck-Boost; (d) Flyback; (e) Forward; (f) Two switches Forward.in the state plane of the buck converter depicted in Fig. 2. When operating in CCM, the auxiliary circuit presents the highest reactive energy. On the other hand, in DCM the is obtained at auxiliary switch while main switches turn-off with ZVS and turn-on with Quasi-ZVS.TABLE I: LIMITS BETWEEN ZVS AND QZVS.auxiliary circuit presents less reactive energy, but theConverter Z VS Q ZVScommutation occurs with higher voltage level (see Fig. 2).Buck V o ≥ E/2 V o < E/2Operating in CM the switches commutate as near of zero asBoost V o ≥ 2.E V o < 2.Epossible with less reactive energy than in CCM. As a result ofBuck-Boost V o≥ E V o < Ethese features, the CM is the most adequate operation mode,Flyback n.Vo ≥ 2.E n.Vo < 2.E in the point of view of the auxiliary switches.Forward n.Vo ≥ E/2 n.Vo < E/2 Z.ILrRTwo Switches Forward Not possible Possible III. T HE QZVS T WO S WITCHES F ORWARD C ONVERTER Fig.4 presents the two switches forward converter with theE-Vo E V cAACC. This converter is composed of two main switches (S1,(a)S2), two main diodes (D1, D2), one transformer (T1(N1:N2)),Z.ILr Z.ILr。
