LLC谐振变换器与不对称半桥.
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准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑
准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术全球对能源成本上涨、环保和能源可持续性的关注正在推动欧盟、美国加州等地的相关机构相继推出降低电子设备能耗的规范。
交流输入电源，不论是独立式的还是集成在电子设备中的，都会造成一定的能源浪费。
首先，电源的效率不可能是100% 的，部分能量在电源大负载工作时被浪费掉。
其次，当负载未被使用时，连接交流线的电源会以待机功耗的形式消耗能量。
近年来，对电源效率等级的要求日趋严格。
最近，80% 以上的效率已成为了基本标准。
新倡议的能效标准更是要求效率达到87%及以上。
此外，只在满负载下测量效率的老办法已被淘汰。
目前的新标准涉及了额定负载的25%、50%、75% 和 100% 这四个点的四点平均水平。
同样地，最大允许待机功耗也越来越受到限制，欧盟提议所有设备的待机功耗均应低于500mW，对于我们将讨论的电视机，则小于200mW。
除专家级的高效率电源设计领域之外，电子设备中所用的功率范围从1W 到 500W的交流输入电源，一直以来主要采用两种拓扑：标准 (或硬开关) 反激式 (flyback) 拓扑，和双开关正激拓扑。
这两种拓扑都很易于理解，而它们存在的问题，以及如何予以避免，业界都已有充分的认识。
不过，随着对效率的要求不断提高，这两种拓扑将逐渐为三种新的拓扑所取代：准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑和不对称半桥拓扑。
准谐振反激式拓扑已被成功用于最低功率级到200W以上的范围。
在70W-100W范围，LLC谐振转换器比准谐振反激式拓扑更有效。
而在这两个功率级之上，不对称半桥转换器也很有效。
工作原理准谐振和谐振拓扑都能够降低电路中的导通开关损耗。
图1对比了连续传导模式 (CCM) 反激式、准谐振反激式和 LLC 谐振转换器的导通开关波形。
所有情况下的开关损耗都由下式表示：这里，PTurnOnLoss 为开关损耗；ID 为漏极电流；VDS 是开关上的电压；COSSeff 是等效输出电容值(包括杂散电容效应)；tON 是导通时间，而fSW 是开关频率。
llc谐振变换器原理介绍(a208汕头新月)
LLC谐振变换器原理介绍讲师:A208-汕头-新月(3974992)A208-汕头-新月(3974992) 13:57:40主要是根据以前公司一个实际产品讲的，如果有人看出来是哪个产品，自己知道就好哦。
然后有些地方在网上搜了下资料，作为补充，不要说偶剽窃就好啦。
A208-汕头-新月(3974992) 13:58:03现在开始吧A208-汕头-新月(3974992) 13:58:34这次LLC和网上一样，重点用不对称半桥LLCA208-汕头-新月(3974992) 13:59:11其它对称半桥、全桥，单极LLC等会略微复杂点A208-汕头-新月(3974992) 13:59:20先上图A208-汕头-新月(3974992) 14:00:04A208-汕头-新月(3974992) 14:00:22LLC是指谐振电感LR，谐振电容CR，变压器原边激磁电感LmA208-汕头-新月(3974992) 14:00:32负载是副边电阻A208-汕头-新月(3974992) 14:01:30LLC是调节开关频率的即PFM偶先从总体上说下原理直流增益计算公式如下图A208-汕头-新月(3974992) 14:02:58这里解释下VPFC是指输入电压A208-汕头-新月(3974992) 14:04:16先不管公式，输入电压是指2个mos中心点的方波电压，占空比是50% A208-汕头-新月(3974992) 14:06:09经过谐振电路，只有基波被传送到副边，其它成分都滤掉了因此输入电压只考虑这个方波电压的基波成分就可以了计算上采用傅立叶变化即可A208-汕头-新月(3974992) 14:07:39下图是从飞版的帖子上copy的，可以说明这个计算方法接下来讲下谐振电路的等效电路A208-汕头-新月(3974992) 14:08:55如下图简化图所示这个等效电阻是怎么来的？其中A208-汕头-新月(3974992) 14:10:02 也可以从飞版的帖子中看出这里是以全桥整流作为例子A208-汕头-新月(3974992) 14:11:02把电流想象成正旋波而电压是方波得出的等效电阻全波整流也可以得出这个结论。
全桥 LLC 谐振电源的设计与研究 理论部分_毕业设计论文 精品
非并联直流变换器采用进口DC-DC模块组成，具有稳压精度高、输出噪声低、抗干扰能力强等优点，且体积小、重量轻一般的直流变换器都是单向的，也某些场合也会有双向直流变换器来进行工作。
1.1.2
分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展，其电源系统需用的DC/DC电源模块越来越多。对其性能要求越来越高。除去常规电性能指标以外，对其体积要求越来越小，也就是对其功率密度的要求越来越高，对转换效率要求也越来越高，也即发热越来越少。这样其平均无故障工作时间才越来越长，可靠性越来越好。因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的DC/DC转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标。例如：二十年前Lucent公司开发出第一个半砖DC/DC时，其输出功率才30W，效率只有78%。而如今半砖的DC/DC输出功率已达到300W，转换效率高达93.5%。
关键词：谐振变换器，软开关，基波分析方法，过流保护，损耗分析
Abstract
In DC/DC converter applications, high frequency, high power density, high efficiency is the development trend. As a focus in DC/DC converters research fields nowadays, LLC series resonant converter can solve well these problems such as hard to achieve ZVS in light load and revere recovery problems, also work well without any load, and the current through the resonant network is response to the variation on load. Just with the advantages comparing to the series converter or the parallel converter, it can be widely focused on and used nowadays.
1.1.2
分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展，其电源系统需用的DC/DC电源模块越来越多。对其性能要求越来越高。除去常规电性能指标以外，对其体积要求越来越小，也就是对其功率密度的要求越来越高，对转换效率要求也越来越高，也即发热越来越少。这样其平均无故障工作时间才越来越长，可靠性越来越好。因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的DC/DC转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标。例如：二十年前Lucent公司开发出第一个半砖DC/DC时，其输出功率才30W，效率只有78%。而如今半砖的DC/DC输出功率已达到300W，转换效率高达93.5%。
关键词：谐振变换器，软开关，基波分析方法，过流保护，损耗分析
Abstract
In DC/DC converter applications, high frequency, high power density, high efficiency is the development trend. As a focus in DC/DC converters research fields nowadays, LLC series resonant converter can solve well these problems such as hard to achieve ZVS in light load and revere recovery problems, also work well without any load, and the current through the resonant network is response to the variation on load. Just with the advantages comparing to the series converter or the parallel converter, it can be widely focused on and used nowadays.
半桥llc谐振变换器工作原理_概述及解释说明
半桥llc谐振变换器工作原理概述及解释说明1. 引言1.1 概述本篇文章主要介绍了半桥LLC谐振变换器的工作原理，从基础概念出发，逐步深入解释其原理和设计考虑。
半桥LLC谐振变换器作为一种高效率、高稳定性的电源转换器，在工业、计算机以及新能源领域应用广泛。
通过该文章的阅读，读者可以全面了解半桥LLC谐振变换器的内部结构、工作原理以及应用案例分析，并对实现该变换器的关键要点有所掌握。
1.2 文章结构本文共分为五个主要部分：引言、半桥LLC谐振变换器工作原理、实现半桥LLC 谐振变换器的要点、实际应用案例分析以及结论与展望。
在引言中，将简要概括文章内容并说明目的，帮助读者对全文有一个初步的认识和预期。
接下来，我们将详细介绍半桥LLC谐振变换器的工作原理，包括概述、原理详解以及关键参数和设计考虑。
然后，我们将讨论实现该变换器所需注意的要点，包括控制策略选择与设计、调节回路设计与优化以及功率传输与效率提升技术。
随后，通过实际应用案例分析，我们将覆盖工业、计算机和新能源领域中半桥LLC谐振变换器的具体应用情况。
最后，在结论与展望部分，对文章进行总结，并展望未来该领域的研究方向。
1.3 目的本文的目的是介绍半桥LLC谐振变换器的工作原理及其相关要点和应用案例，为读者提供一个全面深入的了解。
通过本文，读者将能够掌握该变换器的基本概念、内部结构以及关键设计参数和考虑因素。
此外，通过实际应用案例分析，读者可以更好地了解半桥LLC谐振变换器在不同领域中的具体应用场景和效果。
最后，在结论与展望部分，我们会对该领域未来发展方向进行初步讨论。
希望通过这篇文章，读者可以加深对半桥LLC谐振变换器的理解，并在相关领域中有所应用和创新。
2. 半桥LLC谐振变换器工作原理2.1 谐振变换器概述谐振变换器是一种常用的电力电子转换器，其主要目的是将电能从一个形式转换为另一个形式。
在半桥LLC谐振变换器中，输入直流电压会被转换成高频交流电压，并通过输出侧得到所需的功率输出。
半桥LLC谐振变换器介绍
半桥LLC谐振变换器介绍半桥LLC谐振变换器由一个半桥拓扑架构和一个LLC谐振网络组成。
半桥拓扑意味着变换器的输入端上有两个开关，一个用于连接正极电源，另一个用于连接负极电源。
这种拓扑结构使得半桥LLC谐振变换器能够实现双向电能传输，即可以将电能从正极电源转移到负极电源，也可以将电能从负极电源转移到正极电源。
LLC谐振网络是变换器的核心部分，由一个电感、两个电容和一个开关组成。
谐振网络是为了减小开关器件的开关损耗而设计的，通过合理选择电感和电容的参数，使得串联谐振电路在工作过程中能够保持恒定的频率，从而降低了功率转换过程中的功率损耗。
半桥LLC谐振变换器具有许多优点，使其成为电力电子领域中常用的变换器之一、首先，它具有高效率。
由于谐振网络的存在，半桥LLC谐振变换器在工作过程中能够实现零电压开关，即在开关器件切换时，电流为零，从而减小了开关损耗。
其次，它具有高频率。
谐振网络的设计使得变换器能够在高频率下工作，从而减小了磁性元件的体积和重量。
此外，半桥LLC谐振变换器还具有高功率密度的特点，能够在小尺寸的空间内实现高功率的转换。
半桥LLC谐振变换器在实际应用中具有广泛的用途。
它可以应用于电力电子系统中的各种场景，如电动汽车充电器、太阳能逆变器和数据中心的电源供应等。
同时，由于其高效率、高频率和高功率密度的特点，半桥LLC谐振变换器也成为了新能源领域、工业自动化领域和通信领域中的研究热点。
总之，半桥LLC谐振变换器是一种高效率、高频率和高功率密度的电力电子变换器。
它由半桥拓扑架构和LLC谐振网络组成，能够实现双向电能传输。
在实际应用中，半桥LLC谐振变换器具有广泛的用途，被广泛应用于各种电力电子系统中。
半桥LLC谐振变换器介绍
半桥LLC 谐振变换器目录概述硬开关与软开关分析对比LLC 工作原理工作模态分析效率分析计算设计总结概述全球对降低能耗的需求正在促进节能技术的推广。
在70W-600W 交流输入电源中，目前可能会做到更好功率，当然前提交流输入电源中目前可能会做到更好功率当然前提是很好的解决输出电压纹波噪声的基础上，由于LLC 谐振转换器（效率通常在90%以上）的效率高于标准电源拓扑，所以其运用越来越广泛。
本这为了设计出更高效率电源的目的，我们在以下报告内容探讨LLC谐振转换器相比硬开关转换器的功能优势，开关工作原理，谐振工作模态，效率计算分析等，做一个简要的介绍。
硬开关与软开关分析对比¾Hard switchHigher switching losses limit switching frequency.¾Low power density-¾Lower efficiency¾-Higher flux density level of transformer, bigger core size.¾Poor EMI ( high dv/dt and di/dt )¾Poor cross regulation¾Higher output ripple noiseHi h h l i i¾Higher thermal agitation ¾Higher voltage stress on MOSFET and rectifier diode硬开关与软开关分析对比Soft switch (LLC converter)9High efficiency9Primary MOS Zero-Voltage Switching9Secondary Rectifier Diode Zero -Current Switching & low Vf. 9High power density9Lower flux density level of transformer, smaller core size. 9Good EMI ( low dv/dt and di/dt)G d EMI(l d/dt d di/dt9Better cross regulation9Lower output ripple noise9Low thermal agitation9Cost effective9Low voltage stress on MOSFET and rectifier diode Simple Topology9LLC谐振变换器模块图谐振电感和漏感（包括初级侧漏感&次级侧漏感反射到初级并联Lm后的总和）L50%duty谐振电容和网络中的寄生电容之和LLC谐振转换器的简化AC等效电路LLC 变换器的直流特性分析基波分析法等效负载阻抗Rac推导考虑到变压器负载阻抗和变压器变比的平方成正比200228P V n R ac ∗∗=π9存在两个谐振频率Fr1&Fr2。
不对称半桥LLC串联谐振变换器工作过程分析
不对称半桥LLC串联谐振变换器工作过程分析发表时间：2019-02-22T14:06:07.760Z 来源：《防护工程》2018年第32期作者：王春鹏杜梦林[导读] 副边不用体积较大的差模电感进行滤波，谐振电路PFM调频控制方式，作为天生的抖频设计。
国家知识产权局专利局专利审查协作天津中心天津 300304 摘要：本规范介绍了一种DC/DC变换电路，该电路采用LLC谐振变换形式，并且几乎全负载范围实现ZVS；额定输出态可设计在谐振频率，正弦电流波性有利于EMI的设计；副边不用体积较大的差模电感进行滤波，谐振电路PFM调频控制方式，作为天生的抖频设计。
关键词：励磁；谐振；LLC；半桥以下是对不对称半桥LLC串联谐振变换器的工作过程的分析。
如下图为LLC谐振变换器原理图，在分析过程中，输出电容被认为无穷大，并且暂时忽略输出EMC滤波器；主开关具有反向并联的体二极管。
对于LLC工作过程的分析，我们分为Ⅰ区和Ⅱ区两个部分，按照工作频率的不同，Ⅰ区工作于频率段，Ⅱ区工作于，本文只针对Ⅰ区进行说明。
这种模式开始于Q2在t0时刻关断。
在这个时刻，谐振电感Lr电流为反向，流经Q1的体二极管，从而为Q1创造了ZVS的条件。
在t0~t1时间段内，Q1的驱动信号应当给出，否则，谐振电感电流谐振到正向后，将会给Q1的结电容充电而失去ZVS条件。
当然，也要考虑实际电路中和死区的配合，及器件参数的适当设计。
这在后面主电路参数设计部分将要提到。
当谐振电感电流流经Q1的体二极管时，输入电压开始给谐振回路提供能量，使谐振电流正向增加（对应此段表现为谐振电流负向绝对值减小）；并且，谐振电流增加的斜率高于，故变压器励磁电感在原边产生的感应电压由于在副边被输出恒压Vo钳住而固定为nVo（此时励磁电流为负，变化率为正），谐振电流中除励磁电流外的成分作为负载电流传递到副边，方向为正，因此，在正向增加的励磁电流作用下，副边整流二极管DR1导通。
三相LLC谐振变换器研究
三相LLC谐振变换器研究曹红喜;刘亚;王勇【摘要】由于实际制作工艺使得元器件参数不完全一致,并联LLC谐振变换器仅是简单将各相变换器并联,会使得各相电流不均衡。
通过使用变压器一次侧绕组星形连接和二次侧绕组星形连接,实现三相LLC谐振变换器各相电流自动平衡。
变换器拓扑结构简单,保持了单相LLC谐振变换器能实现零电压导通的特性,且交错并联的结构也能减小电流纹波,克服了LLC谐振变换器对谐振器件参数十分敏感而引发电流不平衡的缺点,适用于低压大功率的应用场合。
最后,通过1台7.5 kW的实物样机,对谐振变换器的自动均流能力进行验证。
【期刊名称】《电器与能效管理技术》【年(卷),期】2019(000)008【总页数】7页(P53-59)【关键词】LLC谐振变换器;交错并联;自动均流;电流纹波【作者】曹红喜;刘亚;王勇【作者单位】[1]中能电气股份有限公司,福建福州350026;[2]上海交通大学电气工程系,上海200240;[2]上海交通大学电气工程系,上海200240;【正文语种】中文【中图分类】TM460 引言谐振技术是常用的软开关技术。
其利用电压或者电流能周期性地自然经过零点的特性,在零点处实现开关管的导通或关断,从而实现软开关,且降低开关损耗,因此谐振变换器的转换效率相对单纯采用硬开关技术的电源来说更高[1-2]。
LLC谐振变换器能够在宽负载范围内实现一次侧开关管的零电压导通和二次侧整流二极管的零电流关断,具有转换效率高、功率密度大的优点,因此被广泛应用于电动汽车充电等领域[3]。
随着变换器功率的提高,单相LLC谐振变换器已经不能满足功率需求,因此在大功率的应用场合,一般采用多相并联的方式扩大功率。
多相并联不仅可以减小无源器件的体积,而且能够减小电流纹波、减小输出滤波电容的体积。
但实际中,元器件的制作差别会使得元器件参数不完全一致,而LLC谐振变换器对谐振器件参数十分敏感,就会造成各相电流不平衡,使得输出电流纹波增大,变换器失去交错并联的优势。
LLC半桥谐振开关电源原理介绍与逆变电路
LLC半桥谐振开关电源原理介绍与逆变电路LLC半桥谐振原理介绍随着开关电源技术的研究与发展，高效电路模块（软开关）技术得到了广泛的应用，主要为谐振型的软开关拓扑和 PWM 型的软开关，近几年来，随着半导体器件制造技术的发展，开关管的导通电阻、电容和反向恢复时间越来越小了，对于谐振变换器来说，如果设计得当，能实现软开关变换，使得开关电源具有较高的效率，LLC 谐振变换器实际上来源于不对称半桥电路，后者用调宽型(PWM)控制，而 LLC 谐振是调频型（PFM）电源电路。
0928ELLC半桥谐振电源开关原理框图在工作中，半桥串联谐振的DC-DC转换器通过改变开关管的开关频率进行转换，谐振网络的输入电压频率也将同步发生改变，谐振网络的阻抗也将发生改变，并 进一步影响负载端的电压发生相应的变化。
由于这种分压作用，串联谐振变换器的直流电压增益≤1，当电路的开关频率工作在谐振频率Lr和Cr谐振点时，谐振网络的阻抗达到最小，输入的电压绝大部分传递到负载端，此时变换器的直流电压增益最大为1。
LLC半桥谐振逆变电路根据负载结构的不同形式，逆变器分为两种形式：串联谐振逆变器，即电容与负载串联连接，也称电压源型逆变器；并联谐振逆变器，即电容与负载并联连接，也称电流源型逆变器。
本文主要对串联谐振逆变器的主电路结构、控制和调功方法进行研究。
全桥串联谐振逆变器串联谐振逆变器分为全桥串联谐振逆变器和半桥串联谐振逆变器两类，首先对全桥串联谐振逆变器进行介绍，其电路结构如下所示。
0928F 串联型逆变器根据负载工作状态的不同可以分为三种工作模式：容性状态、感性状态和谐振状态，状态下负载电压和电流的相位关系，分别为负载电压、负载电流的波形，负载电压与负载电流之间的相位角。
桥臂谐振电容与负载串联，而不是自成回路，即流过负载的电流将全部流过开关管IGBT，因此，在这种电路中一般采用多个开关管并联，两类半桥串联谐振逆变器结构上的不同在于对于第1类半桥串联谐振逆变器，谐振电容与负载槽路直接串联，此类逆变器一般应用于小功率领域；半桥串联谐振逆变器，两个谐振电容相当于是两个桥臂，一般用于较大功率。
一种半波整流的非对称结构LLC谐振变换器
一种半波整流的非对称结构LLC谐振变换器廖鸿飞1，熊宇1，王志强2【摘要】采用全波整流的LLC谐振变换器具有结构对称、器件电流应力小的优点，但其输出整流结构复杂，成本较高，制约了其在小功率场合的应用。
因此提出了一种半波整流的非对称结构LLC谐振变换器，通过负载等效的方法获得了非对称结构LLC谐振变换器的参数关系，并对其功率器件的电流应力进行了分析，相对于对称结构LLC谐振变换器，由于输出整流二极管导通角的增加使得功率器件的电流应力增加幅度较小。
最后采用该方案设计了120W实验样机，实验结果验证了该方案的可行性。
【期刊名称】制造业自动化【年(卷),期】2015(000)010【总页数】4【关键词】非对称结构；半波整流；LLC谐振变换器；软开关0 引言由于LLC谐振变换器的功率器件能在全负载范围内实现软开关，因此在大功率场合得到了广泛的应用。
但是桥式LLC谐振变换器的输出通常采用全波整流，其功率器件数量较多，变压器副边需要中心抽头，绕制复杂，成本较高，使LLC谐振变换器在小功率场合中应用较少。
相对于全波整流，半波整流的器件数量最少，并且变压器不需要中心抽头，结构简单，可以有效的降低成本。
采用半波整流的LLC谐振变换器，由于其原边谐振网络在一个开关周期中的谐振是非对称的，因此称为非对称结构LLC谐振变换器[1]。
而全波整流的LLC谐振变换器称为对称结构LLC谐振变换器。
本文对非对称结构LLC谐振变换器的工作原理和参数设计进行了详细分析，并设计了120W的实验样机，对非对称结构LLC谐振变换器的参数设计及性能进行了验证。
1 非对称结构LLC谐振变换器的工作原理分析非对称结构LLC谐振变换器的结构图如图1所示，该图中Vin为输入直流电压；开关管Q1和Q2为变换器中半桥结构的两个开关管，Q1，Q2互补导通，其占空比固定为50%。
DS1和DS2分别为开关管Q1和Q2的体二极管；CS1和CS2为开关管Q1和Q2的寄生电容；Cr为串联谐振电容；Lm为励磁电感，Lr为串联谐振电感，变压器的变比为n；D为副边整流二极管，C为输出滤波电容，RL为负载。
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LLC谐振变换器与不对称半桥变换器的对比1不对称半桥变换器图中互补控制的功率MOSFET（S1和S2），其中S1的占空比为D，S2的占空比为（1－D）；隔直电容Cb，其上电压作为S2开通时的电源；中心抽头变压器Tr，其原边匝数为Np，副边匝数分别为Ns1和Ns2；半桥全波整流二级管D1和D2；输出滤波电感Ld，电容Cf。
不对称半桥（AHB）变换器的稳态工作原理如下。
1）当S1导通S2关断时，变压器原边承受正向电压，副边Ns1工作；二极管D1导通，二极管D2截止；2）当S2导通S1关断时，隔直电容Cb上的电压加在变压器的原边，副边N s2工作，二极管D1截止。
图2中n1=N p/N s1，n2=N p/N s2，且n1=n2=n。
通过对电路的分析，可以得到传统不对称半桥变换器占空比D的计算公式2.LLC谐振变换器图3和图4分别给出了LLC谐振变换器的电路图和工作波形。
图3中包括两个功率MOSFET （S1和S2），其占空比都为0.5；谐振电容Cs，副边匝数相等的中心抽头变压器Tr，Tr的漏感Ls，激磁电感Lm，Lm在某个时间段也是一个谐振电感，因此，在LLC谐振变换器中的谐振元件主要由以上3个谐振元件构成，即谐振电容Cs，电感Ls和激磁电感Lm；半桥全波整流二极管D1和D2，输出电容Cf。
LLC变换器的稳态工作原理如下。
1）〔t1，t2〕当t=t1时，S2关断，谐振电流给S1的寄生电容放电，一直到S1上的电压为零，然后S1的体二级管导通。
此阶段D1导通，Lm上的电压被输出电压钳位，因此，只有Ls和Cs参与谐振。
2）〔t2，t3〕当t=t2时，S1在零电压的条件下导通，变压器原边承受正向电压；D1继续导通，S2及D2截止。
此时Cs和Ls参与谐振，而Lm不参与谐振。
3）〔t3，t4〕当t=t3时，S1仍然导通，而D1与D2处于关断状态，Tr副边与电路脱开，此时Lm，Ls和Cs一起参与谐振。
实际电路中因此，在这个阶段可以认为激磁电流和谐振电流都保持不变。
4）〔t4，t5〕当t=t4时，S1关断，谐振电流给S2的寄生电容放电，一直到S2上的电压为零，然后S2的体二级管导通。
此阶段D2导通，Lm上的电压被输出电压钳位，因此，只有Ls和Cs参与谐振。
5）〔t5，t6〕当t=t5时，S2在零电压的条件下导通，Tr原边承受反向电压；D2继续导通，而S1和D1截止。
此时仅Cs和Ls参与谐振，Lm上的电压被输出电压箝位，而不参与谐振。
6）〔t6，t7〕当t=t6时，S2仍然导通，而D1和D2处于关断状态，Tr副边与电路脱开，此时Lm，Ls和Cs一起参与谐振。
实际电路中因此，在这个阶段可以认为激磁电流和谐振电流都保持不变。
通过上面的详细分析，对这两类软开关型变换器的工作原理及其特性有了一定的了解，下面将对它们之间的差异进行比较，进一步加深对它们的认识。
两种变换器差异的对比不对称半桥变换器是PWM型的，而LLC谐振变换器是谐振型的，因此，它们在控制方法、副边整流管的电压应力、原边的电流应力等方面有很大的差异，不对称半桥变换器通过调节开关管的占空比来调节输出电压，不对称半桥变换器的掉电维持时间特性比较差.LLC谐振变换器是通过调节开关频率来调节输出电压的，也就是在不同的输入电压下它的占空比保持不变，掉电维持时间特性比较好.副边整流管电压应力的对比在LLC谐振变换器中副边二极管上的电压应力是输出电压的2倍不对称半桥变换器副边整流管电压应力D1=Vin/1-D, D2=Vin/D3副边二极管的开通对比从对不对称半桥变换器的分析可知其副边二极管是硬开通，损耗比较大；而从对LLC 谐振变换器的分析可知其副边二极管是零电流开关，损耗比较小，这样就可以提高变换器的效率。
4其他方面首先，在不对称半桥变换器中上下开关管的占空比是互补的，因此，不对称半桥变换器中的变压器有直流偏置现象；而在LLC谐振变换器中上下开关管的占空比是相等的，因此，LLC谐振变换器中的变压器没有直流偏置现象。
LLC谐振变换器是通过调开关管的工作频率来调节输出电压，因此，对于LLC谐振变换器来说，要实现同步整流控制比较复杂；而不对称半桥变换器是通过调开关管的占空比来调节输出电压，因此，对于不对称半桥变换器来说，要实现同步整流控制比较简单。
LLC谐振变换器的电流应力比较高；不对称半桥变换器中电流应力比较低。
1 工作原理图1所示是半桥结构的LLC串联多谐振变换器:两个主开关S1和S2构成一个半桥结构，其驱动信号是占空比固定50％的互补信号，通过改变开关频率来实现输出电压的恒定。
因此，这类谐振型变换器也可以归类于控制型软开关电路。
电感Ls、电容Cs和变压器的励磁电感Lm构成一个LLC谐振网络。
该谐振网络连接在半桥的中点与地之间，因此，谐振电容Cs也起到隔直电容的作用。
在输出侧，整流二极管D1和D2构成中心抽头的整流电路，整流二极管直接连接到输出电容Co上。
LC的本征谐振频率定义为本文所述的LLC串联多谐振变换器的开关频率范围为fm<f<fs。
在下面的分析中，Co被认为是无穷大而以恒压源Vo代替，主开关具有反向并联的二极管。
该变换器的一个开关周期可以分为6个工作阶段，其等效电路如图2所示。
相应的工作波形如图3所示。
6个工作阶段的工作原理如下。
图2 各阶段等效电路1）阶段1〔t0～t1〕在t0时刻S2关断,谐振电流ir对S1的输出电容放电，S1的漏－源电压vds1开始下降,当vds1下降到零，S1的体二极管导通。
输入电压加在LLC串联回路上。
在副边，变压器绕组的极性为上正下负，D1导通，Lm 的电压被输出电压Vo钳位，谐振实际上发生在Ls与Cs之间，Lm上的电流im 线性上升。
2）阶段2〔t1～t2〕在t1时刻S1在零电压条件下开通。
im继续线性上升，ir流经S1并以正弦波形式逐渐上升。
流过D1的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。
开关周期大于Ls与Cs的谐振周期，因此，在ir经过半个谐振周期后，S1仍然处于开通状态。
当ir下降到与im相等时，D1电流因过零而关断。
该工作阶段结束。
图3 主要工作波形由于加在Lm上的电压为nVo，im可表示为式中：Im为励磁电流的最大值；Vo为输出电压；n为变压器原边对副边之匝比。
3）阶段3〔t2～t3〕在t2时刻D1零电流条件下关断。
输出侧与谐振回路完全脱离。
Lm的电压不再受Vo限制，Lm与Ls串联参与谐振。
通常的电路设计Lm>>Ls，因此，谐振周期明显变长。
ir基本保持不变，可以认为ir(t)=im(t)=Im （5）在该阶段中，ir继续对Cs充电，Cs的电压继续上升，一直到t3时刻，S1关断，开始下半个工作周期。
工作阶段4、5、6与工作阶段1、2、3类似。
所不同的是谐振的初始能量由谐振电容Cs提供。
工作波形与阶段1、2、3完全对称。
4）阶段4〔t3～t4〕在t3时刻S1关断，ir对S2的输出电容放电，S2的漏－源电压vds2开始下降,当vds2下降到零，S2的体二极管导通。
在副边，变压器绕组的极性为上负下正，D2导通，Lm的电压被Vo钳位，谐振实际上发生在Ls与Cs之间，Lm上的电流im线性下降。
5）阶段5〔t4～t5〕在t4时刻S2在零电压条件下开通。
im继续线性下降，ir流经S2并以正弦波形式负向增长。
流过D2的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。
在该工作频率范围内，开关周期大于Ls与Cs的谐振周期。
因此，在ir经过半个周期的谐振，S2仍然处于开通状态。
当ir下降到与im相等时，D2电流过因零而关断。
该工作阶段结束。
6）阶段6〔t5～t6〕在t5时刻D2零电流条件下关断。
输出侧与谐振回路完全脱离。
Lm的电压不再受Vo限制，Lm与Ls串联参与谐振。
ir基本保持不变，继续对谐振电容Cs放电，Cs的电压继续下降，一直到t6时刻，S2关断，新的工作周期开始。
假定ir在t2到t3以及t5到t6保持不变，并以Im表示，那么输出电压Vo 可以表示为式中：Vin为输入电压；T为开关周期；Ts为Cs和Ls的谐振周期，Ts=1/fs=从式（6）可以看出，输出电压随着开关周期的增加而增加。
2 高频适应性分析上面所分析的LLC多谐振变换器非常适合用于开关频率非常高的场合，其原因如下。
1）所有的开关管都工作在ZVS状态下，开关损耗几乎为零。
开关管的零电压是由激磁电感上的激磁电流对开关管的结电容充放电来实现的。
所以，对于负载电流的变化，其零电压开通的条件基本不会变化，这一点要优于移相全桥等其它控制型软PWM电路。
另外，LLC多谐振变换器的激磁电感是作为其中一个谐振电感，用来调节输入输出电压的关系，本身会设计得比较小。
从通态损耗来看，这一点是不利的，但是，从软开关的实现条件来看却是非常有利，因此，在超高频场合该电路非常有优势。
ZVS的极限条件如式（7）所示（极限条件的意思是假设死区时间可以任意大，能实现ZVS的临界条件）。
式中：Coss1和Coss2分别是两个开关管的输出电容。
再将式（4）代入式（7），可得ZVS的极限条件的进一步的表达式为式（8）。
实际上，在LLC多谐振变换器中，式（8）是非常容易满足的，而死区时间也不会非常大，因此，可以近似认为在死区时间内激磁电感上的电流保持不变，即为一个恒流源在对开关管的结电容进行充放电。
在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（9）。
式中：tdead为死区时间。
再将式（4）代入式（9），可得ZVS的宽裕条件的进一步的表达式为式(10)。
2）所有的副边二极管都工作在ZCS状态下，反向恢复的影响很小。
而普通的控制型软PWM电路都只实现了开关管的软开关，而没有很好地解决二极管的反向恢复问题，因此，在开关频率非常高的场合（例如1MHz以上）使用起来还是有困难的。
副边二极管的电流波形近似为正弦，对于减少通态损耗来说是缺点，但是应用在超高频的场合，开关损耗要比通态损耗难处理得多，所以，该电路应用在超高频的场合又有一个优势。
3）普通的控制型软PWM电路难以工作在1MHz以上的另外一个原因是，在高频下变压器漏感很难处理。
特别是考虑到原副边绝缘强度的时候，变压器漏感很难做小，而在超高频下，漏感的影响又是非常明显。
LLC多谐振变换器的漏感是作为其中一个谐振电感或是谐振电感的一部分，本身就希望能将漏感设计得大一些。
在低频场合通常难以设计出所需要的漏感而要外加一个谐振电感，而在高频场合就比较容易设计出所需要的漏感。
因此，这又是一个该电路适合用于超高频场合的理由。
3 实验结果一个开关频率1MHz以上的DC/DC变换器验证了该多谐振变换器工作原理和高频适应性。
该变换器的规格和主要参数如下：输入电压Vin 135V；输出电压Vo 54V；输出电流Io 0～3A；最低工作频率f 1MHz；主开关S1及S2 IRFP250；整流二极管D1及D2 30CPQ150；变压器T n=13∶（7＋7），Lm=15μH，Ls=6μH；谐振电容Cs 4.4nF（在高频下Cs的实际容量要小于该值）。