倍流整流电路

基于DSP的移相全桥倍流整流电路的研究
2009-8-25 来源：本站阅读数： 2 次文字选择：
摘要：本文分析了倍流整流的工作原理，并将DSP应用于此电路中，采用数字控制来取代传统的模拟控制方法，取得较好的效果。

叙词：倍流、DSP
Abstract：The operation theory is analyzed is the paper. A new kind of DSP is applied in the circuit. Its control arithmetic is implemented completely by DSP instead of the traditional analog control strategy, which achieves favorable effect.
Keyword：Current Doubler、DSP
一、引言
在中大功率场合下，由于开关管电压应力低、易于实现软开关等优点，移相全桥电路得到比较广泛的应用。

其副边的整流电路形式主要有：全桥、全波、倍流等方式。

全桥方式应用于输出电压较高的场合。

对于输出电压不高的场合，全波电路由于其元件少，结构简单等优点得到广泛应用。

但它也存在一些问题，诸如占空比丢失、整流二极管的反向恢复引起的电压尖峰以及两桥臂实现ZVS（零电压开关）的差异。

倍流整流方式则可以克服上述缺点。

本文详细分析了倍流电路的工作原理，并将数字控制应用于此电路中，从而克服了模拟控制的一些缺点，取得了较好的控制效果。

二、电路分析
电路及其主要工作波形图1所示：
图1 (a)
图1(b)
可以看到其一个周期分为12个工作模态，由于下半周期的六个工作模态和上半周期类似，所以，只分析上半周期的工作情况。

为便于分析，首先做如下假设：
（1）各开关管为理想开关管；
（2）输出滤波电感Lf1=Lf2；
（3）输出电容Coss1=Coss2=Clead、Coss3=Coss4=Clag；
（4）电容Cb上的电压Vcb<<V0；
模态分析：(各模态波形如图2各图所示)
（1）t0~t1
t1之前，Q1、Q4开通，副边整流二极管D1截止、D2导通。

Lf1上电流由于承受正压而上升，
Lf2的电流由于承受副的输出电压而线性减小。

Q1在t1时刻关断，原边电流给Coss1充电、Coss2放电。

此阶段，有：
iLf1=I1(t0)+(nVi-V0)/Lf1
iLf2=I2(t0)－V0/Lf2
ip=iLf1/n
n为变压器副原边匝比。

（2）t1~t2
t1时刻，Q1关断，Coss1的存在使得Q1为零电压关断。

此时，副边电流就是Lf1中的电流。

Lf1中的储存的能量折射回原边以及储存在漏感中的能量给Coss1充电、Coss2放电。

由于Lf1比较大、储存在其中的能量比较大，所以，有足够的能量给Coss1、Coss2充放电。

在此期间，可认为原边电流保持不变。

这样，Coss1、Coss2上的电压分别为：
Vc1=Ip(t1)(t-t1)/2Clead
Vc2=Vi-Ip(t1)(t-t1)/2Clead
在t2时刻，Coss2的电压下降到0，Q3的反并二极管导通，此时，Q3可实现零电压开通。

此模态到此结束。

这段时间为2*Vi*Clead/Ip(t1)
(3)t2~t3
这个模态中，iLf2的电流变向（此对实现滞后管的零电压开通有意义），那么D2中的电流将降到0，自然关断。

D1中流过iLf1和iLf2中的电流之和。

iLf2的电流变向，将被反射回原边，进入下一个模态。

(4)t3~t4
中，Q2的反并二极管和Q4导通，Cb上的电压由于电流始终对其充电而持续上升。

副边中，D2关断，D1导通流过全部负载电流。

Lf1、Lf2都承受负的输出电压，其上电流线形减小。

此模态方程仍为：
iLf1=I1(t2)-V0*(t-t2)/Lf1
iLf2=I2(t2)-V0*(t-t2)/Lf1
所不同的是，iLf2的电流是反向的，折射回原边有：ip(t)=-iLf2/n。

此模态中，iLf2反向增加，原边电流又开始增大。

(5)t4~t5
t4时刻，关断Q4,漏感能量和Lf2的能量给Coss3放电、Coss4充电。

由于Coss4的存在，Q4是零电压关断。

Cb上电压因为原边电流的继续充电而继续上升。

Lf1上的电流通过D1续流，变压器副边电流即是iLf2上的电流。

假设此模态中，ip近似不变，则Coss3、Coss4上的电压分别为：Vcoss3=Vi-Ip(t4)*(t-t4)/2Clag
Vcoss4=Ip(t4)*(t-t4)/2Clag
在t5时刻，Coss3上的电压下降到0，模态结束。

此模态持续时间为：2Vi*Clag/Ip(t4)
(6)t5~t6
Coss3电压降到0后，Q3的反并二极管自然导通。

此时，Q2、Q3的反并二极管都导通，变压器的原边承受反向输入电压。

Lf2 承受正的电压，Lf1的电压为负的输出电压。

iLf1电流减小、iLf2
电流增大（从负的最大值开始回升），原边电流减小。

直到t6时刻，原边电流减小到0，此模态结束。

(7)t6~t7
t6时刻原边电流减小到0，Q2、Q3同时导通，原边电流流经Q2、Q3、Cb、变压器。

这段时间里，电源给负载提供能量。

Cb上电压开始下降，Lf2电流增加，开始储能。

到t7时刻，Q1关断，进入另一个半周期。

与上述各模态类似。

三、数字化控制方式
系统结构如图3所示：
图 3 系统结构
DSP采样输出电压和电感电流，采用电压电流双闭环，以实现稳压并且提高系统的性能。

本系统中采用Motorola 最新推出的DSP—DSP56F8323。

此DSP高达60MHZ的频率，使其能满足系统对于实时性的要求。

12位AD转换器保证了较高的精度。

PWM模块可以输出6路PWM波，非常适用于电机控制。

由于PI调节器算法简单、可靠性高，一直被广泛应用于工业控制，所以本文也采用数字PI调节，将电压环的输出作为电流环的给定。

同时，为防止可能出现的积分饱和的情况，在算法中加入了抗饱和环节。

具体算法如下：
式中，Uv(n)为电压环计算结果，Ev(n)为输入误差，Iv(n)为积分项，K0v为比例系数，K1v为积分系数，Kcorrv为抗饱和系数。

Usv的取法如下：
可见抗饱和项
只在计算结果Uv(n)溢出时才起作用，通常情况下Epiv＝0。

四、实验结果
在实验室中采用上述方法实验成功原理样机。

其具体参数如下：Vin=300~380V，Vo=48V，
Po=500W。

匝比K=2.5，隔直电容Cb=0.2u，输出滤波感Lf1=Lf2=15u。

实验结果证明了，超前滞后
管都可以在很大的范围内实现ZVS，并且取得了较高的精度。

下面给出了电流轻载、半载、满载的驱动和漏源波形。

图4：Io=1A时，1~3分别为滞后管驱动和漏源波形以及副边整流二极管电压波形
图5：Io=5A时，1~3分别为滞后管驱动和漏源波形以及副边整流二极管电压波形
图6：Io=11A时，1~3分别为滞后管驱动和漏源波形以及副边整流二极管电压波形
图7：1、2分别为超前桥臂在Io=1A时的驱动和漏源间电压波形。

3为副边为二极管的电压波形
图8：1通道为满载时桥臂中点电压波形；2通道为变压器副边电压波形
图9：1通道为满载时，变压器副边电压波形；2通道为输出电压的交流分量。

从图4到图6可以看出：在输出电流1A到满载范围内，滞后管都可以实现零电压开关。

并且，副边二极管由于是自然换流，所以不存在反向恢复引起的电压尖峰，降低了副边二极管的要求。

这一点从二极管的电压波形上可以看出来，几乎没有任何的电压尖峰。

相比于全波整流电路，倍流整流方式大大拓宽了桥臂零电压开关范围。

图7给出了超前桥臂在轻载是的漏源间电压和其驱动波形。

从中可以得到，在1A输出电流时，超前管实现零电压开关。

超前关的零电压开关是随着输出电流的增大而越发容易。

图8给出了满载时桥臂中点和变压器副边的电压波形。

从中可以看出，几乎没有占空比丢失，提高了电源的利用率。

这是倍流相对于全波整流的另一优点所在。

图9给出了满载时的输出电压的交流分量。

可以从中计算得出其峰峰值为0.66V。

五、结论：
（1）倍流整流方式克服了全波整流所带来的占空比丢失、滞后管ZVS困难以及二极管反向恢复带来的电压尖峰问题。

（2）使用DSP56F8323实现系统的全数字化控制。

该DSP有足够的资源应用于电力电子的控制当中。