模拟电路课程设计
基于CMOS工艺的带隙基准电压源
小组成员：
姚晨1120110334
段永强1120111204
李思憧1120111174
1.摘要：
模拟电路广泛地包含电压基准和电流基准。
这种基准是直流量，它与电源和工艺参数的关系很小，但与温度的关系是确定的。
如上所述，产生基准的目的是建立一个与电源和工艺无关，具有确定温度特性的直流电压或电流。
本课程设计是基于0.18um/1.8V CMOS工艺，完成一个适合在教学中使用且与温度无关的带隙基准电压源。
3.电路设计：
(1).电路图
(2).参数推导:
为了得到与温度无关的电压源,其基本思路是将具有负温度系数的电压与具有正
温度系数的电压相加,它们的结果就能够去除温度的影响,实现接近0 温度系数的工作电压
1)负温度系数的实现:
通过对电路元件的了解可知,双极型晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数。
具体分析如下:集电极电流为:IC =IS exp(VBE/VT) 其中IS为饱和电流,VT =kT/q≈0.026V。
VBE =VT ln(IC /IS) (2.0)
(2.1)
根据半导体物理知识可知:IS =bT 4+m
exp(−
Eg
) 其中b为比例系数,m≈−3/2,Eg为硅的带隙能
量≈ 1.12eV
(2.2)
又因为: (2.3)
(2.4)
将式(2.2), (2.3), (2.4)代入(2.1),可得:
(2.5)
VBE 通常小于Eg
所以VBE 与T 负相关,从上式中也可以知道,VBE 随温度变化关系与
自身有关。
2)正温度系数的实现: 若两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下,那么它们的基极-发射极电压差值就与
绝对温度成正比。
如图所示:
(2.6)因此,ΔVBE可实现正温度系数:
(2.7)
当T=300K时,
n可以由许多三极管并联来实现。
带隙部分参数计算
如上图所示，当三个PMOS管M1, M2, M3宽长比一样,有I1 = I2 = I3 = I。
由于放大器的作用:
若R1=R2则流过Q1、Q2的电流相等,那么VX -VZ =ΔVBE =VT ln n
(3.1)
如果减小R4 的值就可以很方便地降低基准电压了。
(3.2)
因为T=300K时,IS1=4.3e-18A
取n=100, R3 = 100K ,代入(3.3),得: Iq1 = 1.2μ A ⇒VBE1 = 0.685V
代入(2.5)可得
由(3.2)
n=100,所以
因为R3 =100K,所以取R2 =R1 =422K
为了方便应用到更低的电源电压，令R4 =211K
流过mos管的电流为:I =Iq1+VBE1/R1 =1.2μ+0.685/R1 =2.8μ
mos管宽长比为1.38.
运算放大器设计部分
带隙电路中的放大器主要作用是使两个输入点的电平相等,所以只要增益足够就可以了,另外为了防止振荡,相位裕度也要足够,其他指标不是特别重要。
下图为放大器的核心部分,各部分作用:MA1、MA2 为第一级差分放大,MA6 为第二级放大, MA5、MA7 从带隙部分偏置电流分配给放大部分MOS 管。
Cc 为密勒电容,将主次极点分离,也可增大相位裕度。
根据电流关系求其它宽长比
放大器的偏置电流来自于带隙部分的输出电流,由式(3.4)可知,偏置部分得到的电流为2.8u,为了减小功耗,取流过MA5 的电流为偏置电流2 倍,即MA5 的尺寸为M1 两倍, 而MA7为M1尺寸的8倍以上。
因此,
取所有的L 都为0.5 μ ,可以得到最终参数如下:
W1=W2=0.92u,W3=W4=0.24u,W5=1.84u,W6=1.9u,W7=7.36u
查看直流工作点,发现W7 工作在线性区,这样的话I6 就无法达到设计的要求,所以增大W6 的尺寸,使W7 进入饱和区,最终W6=4u
最终仿真结果
增益80db，相位裕度57度，满足要求
自启动部分设计
在放大器的偏置电路中,如果初始状态节点2 的电压为0,则出现简并,在没有外界刺激情况下将永远不工作,这在实际应用中是不可接受的,所以必须想办法去除简并点,方法如图所示,由三个MOS 管形成开启电路
工作原理:由于PMOS管MSA的栅极接地,所以MSA始终导通,这样使得S点电平升高,S也是MSB 管的栅极,因此MSB 管导通,它的漏极(即启动点)电平降低,这样如果启动点为PMOS 栅极,该PMOS 管就导通了,电路可以开始工作。
最后还必须使MSB 脱离, 当电路开始正常工作时,MSC 管开启,这样就再次使S 节点电平下降,MSB 管由此关断, 脱离了启动部分。
由于MSA 常导通,对于功耗是一种浪费,所以要使流过MSA 的电流尽量小,可以设计的时候使MSA 的W 小于L,具体还需经过仿真来验证。
最终参数:
WSA=0.22u LSA=10u; WSB=0.5u LSB=0.5u; WSC=0.5u LSC=0.5u
4.仿真分析：
(1).启动电路
自启动验证用于保证在不需外界激励的情况下电路可以自动进入正常工作状态，不会由于初始时各节点随机的状态导致无法正常工作
验证方法：固定某节点的初始电平为0 或1（保证电路在没有启动电路的情况下无法正常工
作即可），然后进行瞬态仿真，观察电路开始导通的一段时间内输出点电平的变化情况，下图是初始时带隙部分处于简并状态时的自启动过程（M1等的栅极为高电平），可以看到，输出电压从0 开始振荡了一小段时间，最终在2u 左右达到稳定；
下图为放大器初始处于简并态的自启动过程开始时与该点相连的MOS管
没有导通，经过20ns 左右，该电平开始迅速下降，到1。
2us 左右达到稳定状态，电路正常工作。
(2).二级运算放大器
(3).带隙基准源
①．首先对本电路使用的三极管的基极-发射极电压的温度系数进行仿真。
如图：
在得到的数据下，三极管基极-发射极电压的温度系数约为-1.75mv/℃.因此要求正温度系数前面的常数应该比17.2大一些，才能保证与温度无关的电压输出。
②．对输出电压的仿真，在本实验所采用的工艺下，右边的三极管采用最大的尺寸1E^-10,左边三极管采用最小尺寸4E^-12,在单个管子的条件下，n=25.为使n达到100的设计，采用4个尺寸为1E^-10的三极管并联,仿真结果如图：
输出电压呈负温度系数，说明正温度系数分量太小，不足以使得输出电压在某一点温度系数为0。
通过减小与右边三极管串联电阻，使得正温度系数分量增大，仿真结果如图：
R=90k时
R=80k
R=85K
R=82.5K
R=82K
经过对电阻值在82k左右的仿真，只有当电阻值为82的时候，能得到在常温条件下比较平稳的曲线。
③．PSRR仿真：
PSRR 为电源抑制比，用于衡量输出电压对于电源噪声的抑制作用，电源的抑制比直接决定了带隙电路性能的好坏。
测量方法：在电源上加上交流电压，测量此时的增益，其值为电源抑制比。
1-1000Hz：PSRR=-55dB
10KHz: PSRR=-41.3dB
100KHz:PSRR=-21dB
1MHz：PSRR=-2.2dB
④．不同电压下输出电压对温度的仿真（1.6v~1.8v）
在电源电压下降到1.6v的时候，输出电压在同一温度下，相差约为1mv，完全在可以接受的误差范围内。
5.总结：
基准电压源广泛应用于各种集成电路中，其精度和稳定性直接影响着整个系统的性能，在生活中对基准源的功耗、电源抑制比、工作电压等方面都有较高的要求。
本文通过对CMOS 带隙基准电压源进行深入的研究，设计出了一种精度较高的带隙基准源。
在传统的带隙基准电路中，输出电压V ref 在1.25V 左右，这就限制了电源电压在1V 以下的应用，而本文的结构的V ref 通过两个电流的和在电阻上的压降来实现，这样就可以方便改变所需产生的电压值。
由电路的仿真结果可将基准源的性能概括如下:
1）产生0.625V 基准电压；
2）电压范围1.6v~1.8内基准源变化小于1mV；
3）输入电压为 1.8V 时，在-30℃～70℃范围内，温度系数可以达到；
4）基准源有较高的电源抑制比，在1HZ 到1kHZ 范围内，平均电源抑制比（PSRR）已经达到-55dB；
以上结果表明，该带隙基准电压源各项重要的性能指标合乎要求。
6.参考文献：
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【7】程军，陈贵灿.两种新型CMOS带隙基准电路.微电子学与计算机.2003年7月；【8】周玮，等.一种二阶补偿的CMOS带隙基准电压源.重庆邮电大学学报(自然科学版)2009年2月;
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