基于PSpice软件的单相Boost变换器的仿真分析.

式中D为Boost变换器的占空比,因为占空比D<1,所以V（out）>Vi,故称升压式变换器。

Boost变换器的工作模式分为电感电流连续工作模式（CCM）和电感电流断续工作模式（DCM）,所不同的是电流断续模式比电流连续模式多出一个电感电流为零的工作状态。

Boost变换器的工作状态如图2所示。

3PSpice仿真软件简介及其建模PSpice是由美国Microsim公司在SPICE2G版本的基础上升级并用于PC机上的SPICE版本,其中采用自由格式语言的5.0版本自80年代以来在我国得到广泛应用,并且从6.0版本开始引入图形界面。

1998年著名的EDA商业软件开发商ORCAD公司与Microsim公司正式合并,自此Microsim公司的PSpice产品正式并入ORCAD公司的商业EDA系统中。

PSpice的应用范围很广,电力电子电路的动态仿真仅仅是其应用之一。

PSpice的电路元件模型反映实际型号元件的特性,通过对电路方程运算求解,能够仿真电路的细节,特别适合于对电力电子电路中开关暂态过程的描述。

它的仿真波形与试验电路的测试结果相近,在模拟实际电路的波形方面比较准确,对电路设计有着重要指导意义[1]~[4]。

本文基于PSpice软件对Boost变换器进行了建模,模型图如图3（a）所示,其中Vi为输入直流电源,Rs 设为电源内阻,R1为驱动电阻,RL为负载电阻,为保证Boost变换器工作于电流连续模式,滤波电感L1暂取为100uH。

功率开关管M1采用MOS管IRF640,其驱动信号采用脉冲信号源vs,其主要参数为：低电平V1＝0V,高电平V2=5V,延迟时间TD=5us,上升时间TR=1us,下降时间TF=1us,脉冲宽度PW=10us,开关周期PER=25us,其波形示意图如图3（b）所示。

4电流连续模式下的仿真研究4.1Boost变换器的瞬态过程分析用PSpice仿真软件对图3所示的Boost变换器进行瞬态分析,各元器件的电气参数如图中所示,瞬态分析参数设为Printstep=100ns,Finaltime=2.5ms,电感电流的仿真结果用图形输出如图4所示,从图中可知电感电流IL1为锯齿波,而且始终为正值,说明该电路工作于连续状态。

基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究李一鸣(湖南理工学院 计算机学院, 湖南 岳阳 414006)摘 要: 讨论了功率因数校正电路—Boost-ZVT 变换器. 区别于以往的Boost 变换器, 它实现了主开关管的软关断, 减少了开关损耗. 并利用Pspice 软件对主电路进行了仿真, 仿真结果表明Boost-ZVT 变换器在功率因数校正设计中具有良好的的效果, 而且有很高的实用价值.关键词: 功率因数校正; Boost-ZVT; 仿真中图分类号: TP311 文献标识码: A 文章编号: 1672-5298(2010)03-0034-05The Simulation Research of Boost-ZVTConverter Based on PspiceLI Yi-ming(College of Computer Science, Hunan Institute of Science and Technology, Yueyang 414006, china)Abstract : This paper focuses on the power factor correction circuit—Boost-ZVT converter. Distinguished from the past Boost converter, the Boost-ZVT converter, it implements the main switch of the soft turn-off, reducing switching losses. Finally, Pspice software is carried out the main circuit simulation. The simulation results show that Boost-ZVT converter has a good effect in power factor correction design, but also a high practical value.K ey words : PFC; Boost-ZVT; simulation引言由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路应用十分普遍, 价格低廉、可靠性高是它的突出优点, 但是它对电网的谐波污染却十分严重, 由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路主要存在如下的问题[1]:1. 启动时产生很大的冲击电流, 约为正常工作电流的十几倍至数十倍;2. 正常工作时, 由于整流二极管导通角很小, 形成一个幅度很高的窄脉冲, 电流波峰因数(CF)高、电流总谐波畸变率(THD)通常超过100%, 同时引起电网电压波形的畸变;3. 功率因数(PF)低, 一般约为0.5～0.6.大量应用整流电路, 使供给电网产生了严重畸变的非正弦电流, 输入电流中除含有基波外, 还含有很多的奇次、高次谐波分量, 这些高次谐波倒流入电网, 引起严重的谐波“污染”, 造成严重危害. 为了减少AC/DC 变流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波“污染”, 以保证电网供电质量, 提高电网的可靠性, 同时也为了提高输入端功率因数, 以达到节能的效果, 必须限制AC-DC 电路的输入端谐波电流分量. 由此可知提高功率因数在AC/DC 开关电源应用中具有重大的意义.1 Boost ZVT-PWM 变换器主电路拓扑及工作原理1.1 Boost ZVT-PWM 变换器工作原理Boost ZVT-PWM 变换电路[2]如图1所示. Boost ZVT-PWM 变换器不同于传统的Boost 变换器[1], 图1和图2分别为它的电路图及波形图. Boost ZVT-PWM 变换器在传统的Boost 变换器基础上增加了一个ZVT 网络, 该网络由辅助开关、谐振电感L ZVT Q r 、谐振电容C r 及二极管D 2 和D 3 组成. 电路工作时, 辅助开关先于主开关开通, 使ZVT 谐振网络工作, 电容C ZVT Q MAIN Q r 上电压(即主开关两端电压)下降到零, MAIN Q第23卷 第3期 湖南理工学院学报(自然科学版) Vol.23 No.32010年9月 Journal of Hunan Institute of Science and Technology (Natural Sciences) Sep. 2010收稿日期: 2010-05-27作者简介: 李一鸣(1979- ), 女, 湖南岳阳人, 硕士, 湖南理工学院计算机学院讲师. 主要研究方向: 计算机硬件及DPS 技术第3期 李一鸣: 基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究 35创造主开关零电压开通条件. MAIN Q 1.2 运行模式分析假设输入电感足够大, 可以用恒流源I IN 代替, 而输出滤波电容足够大, 输出端可用恒压源V 0 代替. 设t < t 0 时, 和均关断, D MAIN Q ZVT Q 1 导通, 一个工作周期可分为七个工作模式[2]. 图2为电路工作波形图, 现分析如下:1) 在t 01~.t t 0 之前, 主开关和辅助开关关断, 二极管MAIN Q ZVT Q 1D 导通, 负载电流全部流过1D . 在t 0时刻, 辅助开关导通, 随着的开通, 谐振电感ZVT Q ZV Q T r I 中的电流线性上升到IN I . 而二极管1D 中的电流线性下降至零, 二极管1D 零电流关断, 即实现了二极管的软关断. 而在实际电路中, 二极管1D 需要经历反向恢复以除结电荷. 此时, ZVT 谐振电感r I 上的电压为V .02) 在t 12~.t t 1 时刻, 谐振电感L r 中的电流线性上升到I IN , L r 和C r 开始谐振. 在谐振周期内, C r 放电直到电压为零. 漏极电压变换率d d u t由C r 控制,C r 实际上是C DS 与C OSS 的和. 在C r 放电的同时, 谐振电感中的电流则持续上升. 漏极电压降至零所需的时间长度应是谐振周期的四分之一. 在谐振周期结束时, 主开关管的体二极管开通. 这一期间结束时, 的体二极管开通.MAINQ 图1 峰值电流模式控制PWM 原理图图2 Boost ZVT-PWM 变换器波形3) 23~.t t 这一期间开始时, 主开关的漏极电压降到零, 其体内二极管开通. 流过体二极管的电流由ZVT 电感提供. 由于电感两端的电压为零, 因此二极管处于续流状态. 而与此同时, 主开关管实现了零电压开通.MAIN Q 4) 34~.t t 在t 3 时刻, 控制电路感应到主开关管的漏极电压降为零时开通主开关管Q , 同时关断辅助开关管. 在辅助开关管关断后, L MAIN Q MAIN ZVT Q ZVT Q r 中的能量通过二极管D 2向负载传输.5) 45~.t t 在t 4 时刻, D 2 中的电流下降到零, 此时电路的工作状态与普通的升压变换器相同. 而实际当中, 将与辅助开关管Q 的结电容发生谐振, 使二极管D r L ZVT OSS C 1阳极电压为负.6) 56~.t t 这个阶段电路的工作过程和普通的Boost 升压变换几乎完全一致, 主开关管Q 关断, 其漏-源结电容被充至V MAIN 0, 主二极管D 1开始向负载供电. 由于一开始结电容使漏极电压为零, 因此主开关管的关断损耗大大降低.MAIN Q 7) 60~.t t 这个阶段处于续流状态, 二极管D 1导通, 电路通过电感L 为负载提供能量.2 Boost ZVT-PWM 变换器主电路参数计算设计指标: 单相交流220±10%V , 输入频率50Hz/60Hz, 输出电压为直流380V , 变换器效率大于95%, 功率因数大于98%.2.1 升压电感L 的计算最大峰值电流出现在电网电压最小, 负载最大时[3]36 湖南理工学院学报(自然科学版) 第23卷7.52APKI==.假设容许20%的电流脉动, 则有0.27.52 1.5ALIΔ=×=.在最低线电压时Boost变换器最小占空比0INmin0.263.V VDV−==由公式IN min491HSLV D TLI××==Δμ, 可取L = 470Hμ.2.2 输出滤波电容C0的选择输出电容C0由两个因数决定[3], 第一: 保持时间t H ; 第二: 输出电压纹波的大小. 输出电容由容许的输出最大纹波电压决定, 输出纹波电压频率为2倍的基频率, 设容许的最大输出纹波电压为0.5% 1.9VPKu UΔ=×=.电容电流表达式为ddccui Ct=, 取拉氏变换, 得.00()()(0)c ci s s C u s C u=××−×c由此可得()(0)()c cci s uu ss C s=+×. 再取反拉氏变换, 得cos(22)(0)222cpkc LLIu f tf Cπ=−π×−+π×cu.因而输出纹波电压为:cos(22)222cpkLLIuf Cf tπΔ=−π×−π×. 最大输出纹波电压峰值为22cpkPKLIuΔ=.最大电容电流等于最大负载即INcpkPIV=. 代入上式, 得IN0022PKLPuf C VΔ=π××, 所以IN2322F22L PKPCf V U==π×××Δμ.故可取C0 = 2200.Fμ2.3 谐振电感L r的设计谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的ddit. 二极管的反向恢复时间是关闭时ddi的局部函数, 如果所控制的ddi t设定, 该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns. 如果电感限制上升时间到180ns, (3×t rr)电感量可按0d/drVLi t=计算[4]. 其中dd3INPrrIit t=. 因为18.27A2INP PK LI I I=+×Δ=, 所以d=46A/μsdit. 由此可得8.3HrL=μ.2.4 谐振电感L r的设计最小谐振电容要确保主开关的ddvt, 有效谐振电容是MOSFET电容和外接电容之总和. 该电容限制关闭时间的ddvt, 自然地减少了米勒效应. 此外, 它还减少了关闭损耗, 因为开关电流转移到电容上. 该电容必须是优质高频电容, 低ESR﹑低ESL者为佳. 它还必须能在关闭时承受较大的充电电流. L与C结合产生一个14谐振周期[4]: 140ns=, 由此可得.479pFrC=第3期 李一鸣: 基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究 373 Boost ZVT-PWM 变换器主电路参数计算为了验证主电路设计的可行性和参数选择的正确性, 利用Pspice 软件对该主电路进行仿真和分析[5]. 图3为Boost ZVT-PWM 变换器的Pspice 仿真模型图. 根据前面的理论计算, 最后的仿真参数为: 输入电压V in 为单相220V , 升压电感L 为470, 谐振电感L H μr 为8.3H μ, 谐振电感C r 为479, 输出滤波电容C pF 0为2200, 开关频率f 为100kHz.μF图3 Boost 型ZVT-PWM Pspice 仿真模型图4为主开关管T r 和辅助开关管T r 1的驱动波形图, 图中显示了主开关管T r 是在辅助开关管T r 1关断后才开通的, 而且辅助开关管导通时间很短, 显著地减少了开关管T r 1的损耗.图5为主开关管T r 驱动波形V gs , 漏源电流波形I ds 以及漏源电压V ds 仿真波形图. 图中我们可以看到主开关管在开通前先有电流反向流过其体内二极管, 使漏极电压箝位到零, 再加驱动脉冲从而实现零电压开通. 当驱动脉冲变为零时, 由于主开关管漏源极两端并联着谐振电容, 使得主开关管漏源两端的电压缓慢上升, 从而实现零电压关断.图4 主开关管T r 和辅助开关管T r1驱动波形图5主开关管T r 驱动波形、漏源电流波形和电压波形从图6中我们清楚地看到输入电流很好跟随交流输入电压, 实现了功率因数校正的目的.38 湖南理工学院学报(自然科学版) 第23卷4 结论综上所述: 在单相功率因数校正电路中采用Boost ZVT-PWM 变换器, 可以实现软开关PFC. 仿真结果表明该变换器能很好地达到功率因数校正的目的, 而且减少了开关管的损耗, 抑制了电磁干扰和提高了系统的效率. 图6 输入交流电压和交流波形参考文献[1] 周志敏, 周纪海, 纪爱华. 开关电源功率因数校正电路设计与应用[M]. 北京: 人民邮电出版社, 2004[2] 胡雪梅, 孙旭松. 有源功率因数校正技术及发展[J]. 电气时代. 2006(4): 116~118[3] Jong-Lick Lin, Member, IEEE, and Chin-Hua Chang. Small-signal modeling and control of ZVT-PWM boost converter [J]. IEEE Transaction onInductrial Electronics. 2003, (1): 210[4] Wannian Huang, Gerry Moschopoulos, Member, IEEE. A new family of ZVT-PWM converters with dual active auxiliary circuits [J]. IEEE Transactions onPower Electronics. 2006, (2): 370~380[5] 吴建强. Pspice 仿真实践[M]. 哈尔滨: 哈尔滨工业大学出版社, 2001(上接第16页)记(0,1)k nPα=∈, 则有11()(1)(1)1K x x M x M αααα−−=++−−.1(1)1(1)(1)11()(1)(1)[((1))1K x M x M x M M x M ααααααα−−−−−−′=++−=+−+]x α−.由0x M <≤可知, ()0K x ′≤, 即()()0K x K M =≥, 从而()0()H x H M =≥. 即有11100(,,)(,,,,,)(,,)(,,)(,,)0n k k f xx f x x M M h x x h x x h M M == """"""≥≥=. 综上所述, 函数f 在区间[0,]n M 内非负, 且若12(,,,)0n f x x x =", 则必有12n x x ==="x , 故不等式(4)成立, 且(4)中等式成立当且仅当12n x x x ===".最后, 从不等式(2)、(3)、(4), 我们提出如下猜想:()()(nn n n n n )A G A G G A ′′′′′′−−+≤.参考文献[1] Beckenback, E.F. and Bellman, R., Inequalities [M], Springer Verlag, Berlin 1961.[2] Horst Alzer. An inequality of W.L. Wang and P .F . Wang [J], Internat. J. Math. & Math. Sci, 1990,13:295~298 [3] Horst Alzer. The inequality of Ky Fan and related results [J]. Acra Appilicande Mathemarical, 1995,38:305~354 [4] Horst Alzer. On an additive analogue of Ky Fan’s inequality [J]. Indag.Mathem, N.S,1997,1:1~6 [5] 姜天权. 加权KyFan 不等式[J]. 南都学坛(自然科学版), 1997,17:39~41[6] 吴丹桂. 关于KyFan 不等式的起源和延拓[J]. 景德镇高专学报, 1998,13:27~29[7] Hardy G.H, Littlewood J.E, Polya G. 不等式[M]. 赵民义, 译. 北京: 人民邮电出版社, 2008。

毕业设计论文Boost单级功率因数校正与仿真毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。

尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。

对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。

作者签名：日期：指导教师签名：日期：使用授权说明本人完全了解大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。

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本人授权大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。

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作者签名：日期：年月日导师签名：日期：年月日注意事项1.设计（论文）的内容包括：1）封面（按教务处制定的标准封面格式制作）2）原创性声明3）中文摘要（300字左右）、关键词4）外文摘要、关键词5）目次页（附件不统一编入）6）论文主体部分：引言（或绪论）、正文、结论7）参考文献8）致谢9）附录（对论文支持必要时）2.论文字数要求：理工类设计（论文）正文字数不少于1万字（不包括图纸、程序清单等），文科类论文正文字数不少于1.2万字。

基于单相Boost型AC/AC交流变换器的分析与实现摘要：详细分析了单相Boost型AC/AC交流变换器的工作原理及其控制策略。

通过对输入电压的极性判断，并结合输出电压误差放大信号与三角载波的比较结果，可确定各开关管的工作状态。

对单相Boost型AC/AC交流变换器进行了仿真研究，并研制了一台原理样机，仿真和试验结果验证了理论分析的正确性及控制策略的可行性。

 1 引言 AC/AC交流变换是把一种形式的交流电变换为另一种形式的交流电[1-2]，其中可用于升压变换的主要有工频变压器、交-直-交变换器、电子变压器[3-4]、高频交流环节AC/AC交流变换器[5-6]、非隔离的Boost型、Buck-Boost型AC/AC交流变换器[7-11]。

 工频变压器体积重量大，且无稳压及调压功能；交-直-交变换器变换级数过多，变换效率不高，对电网谐波污染严重，且在升压场合还需一台升压变压器；电子变压器体积重量小，无稳压及调压功能，且开关器件数量众多；高频交流环节AC/AC交流变换器虽然可实现电气隔离，但拓扑结构及控制电路复杂，且开关器件数量众多；Buck-Boost型AC/AC交流变换器能实现升降压功能，但其开关管电压应力高，输入输出之间无直接能量传递通路，从而变换效率不高，且输入输出相位相反；在无需隔离的升压场合，Boost型AC/AC交流变换器具有结构简单、容易控制等特点。

本文详细分析了单相Boost型AC/AC交流变换器的工作原理及其控制策略，对其进行了仿真研究，并研制了一台原理样机，仿真及试验结果与理论分析一致。

 2 电路结构与工作原理 图1为单相Boost型AC/AC交流变换器的电路结构[7]，其中S1（S1a、S1b）和S2（S2a、S2b）为两对交流开关管，二者高频互补开通，开通时间分别为DTS、(1-D)TS，其中D为占空比，TS为开关周期。

 该变换器可看成正反两个Boost型DC/DC直流变换器的组合，当输入电压大于零时，正向Boost型DC/DC直流变换器由电感Lf、开关管S1a和S2a、电容Cf构成；当输入电压小于零时，反向Boost型DC/DC直流变换器由电感Lf、开关管S1b和S2b、电容Cf构成。

基于CCM的单相Boost PFC电路的设计与仿真摘要近年来，为了避免“电网污染”，如何抑制谐波电流、提高功率因数成了备受关注的问题，而有源功率因数校正技术正是行之有效的方法。

尤其是在单相Boost型电路中得到了广泛的应用。

它是在桥式整流器与负载接一个DC-DC变换器，应用控制电路的电压电流双环反馈，使电网输入电流波形趋于正弦化且相位保持与输入电压相同，从而大幅降低THD,使得PF接近于1。

交流输入电压通过全桥后，得到全波整流电压，再经过MOS 管的开关控制使输入电流自动跟随输入电压基准的正弦化脉动，并获得稳定的升压输出，给负载提供直流电压源。

本文先简要介绍了功率因数校正技术的现状与发展，着重讨论了有源功率因数校正的原理、拓扑结构、控制方式等内容，然后对控制器UC3854进行了简单的构造分析，最后设计出基于UC3854芯片CCM工作模式的Boost PFC电路。

关键词：有源功率因数校正，Boost变换器，电流连续模式，平均电流控制，UC3854ABSTRACTIn recent years, in order to avoid "grid pollution", how to suppress the harmonic current, improve the power factor has become a concern, and active power factor correction technology is an effective method. Especially in single-phase Boost-type circuit has been widely used. It is in the bridge rectifier and the load connected to a DC-DC converter, the application of the control circuit voltage and current double loop feedback, so that the grid input current waveform tends to be sinusoidal and phase to maintain the same with the input voltage, thereby significantly reducing the THD, making PF close In 1. AC input voltage through the full bridge, the full-wave rectifier voltage, and then through the MOS tube switch control so that the input current automatically follows the input voltage reference sinusoidal pulsation, and obtain a stable boost output to the load to provide DC voltage source.In this paper, the present situation and development of power factor correction technology are briefly introduced. The principle, topology and control mode of active power factor correction are discussed emphatically. Then, the simple structure analysis of controller UC3854 is carried out. Finally, Chip CCM operating mode Boost PFC circuit.Keywords: Active Power Factor Correction, Boost converter, Current Continuous Mode, Average current control, UC3854目录1绪论 (1)1.1 功率因数校正的背景意义 (1)1.2 功率因数校正的发展概述 (1)1.3功率因数校正的实现方法分类 (2)1.3.1按PFC电路使用的元器件分类 (2)1.3.2 按供电方式分类 (2)1.3.3 按PFC电路的级联方式分类 (2)1.3.4 按PFC电路的电路拓扑结构分类 (2)1.4 本文所做的主要工作 (2)2 功率因数校正原理 (4)2.1 功率因数 (4)2.1.1 功率因数的定义 (4)2.1.2 功率因数与总谐波失真系数（THD）的关系 (4)2.1.3功率因数校正的任务 (4)2.1.4电源电流波形失真原因简析 (5)2.2 有源功率因数校正的基本原理 (5)2.3 有源功率因数校正的拓扑结构 (6)2.4 有源功率因数校正的工作模式与控制方式 (7)2.4.1电流断续模式（Discontinuous Current Mode,DCM） (8)2.4.2电流临界模式（Boundary Conduction Mode,BCM） (8)2.4.3电流连续模式（Continuous Current Mode,CCM） (9)3 PFC主电路主要元器件的参数设计 (13)3.1本PFC电路的设计指标 (13)3.2 Boost变换器的工作原理 (13)3.3主电路元器件的参数设计 (15)3.1.1开关频率的选择 (15)3.1.2升压电感的选择 (15)3.1.3输出电容的选择 (16)3.1.4开关管和二极管的选择 (16)4基于UC3854控制电路的设计 (17)4.1 UC3854控制器概述 (17)4.2 UC3854控制器的内部结构和功能特点 (17)4.2.1 UC3854控制器的内部结构 (17)4.2.2 UC3854控制器的功能特点 (18)4.3 UC3854控制电路各参数设计 (19)4.3.1 电流感测电阻的选择 (19)4.3.2 峰值电流限制 (20)4.3.3 前馈电压信号 (20)4.3.4 乘法器的设定 (20)4.3.5 乘法器的输入电流 (21)4.3.6 乘法器的输出电流 (21)4.3.7 振荡器的频率 (21)4.3.8 电流误差放大器的补偿 (22)4.3.9 电压误差放大器的补偿 (22)4.3.10 前馈电压滤波电容 (23)4.4 UC3854的仿真电路与仿真波形展示 (23)总结 (28)致谢 (29)参考文献 (30)1绪论1.1 功率因数校正的背景意义世界工业化进程的加快，使得市面上用电设备的样式越来越多、它们的容量也越来越大。

目录摘要 (3)第一章绪论 (4)1. 1研究背景 (4)1.2 boost变换器的国外研究现状 (6)1.3 Boost变换器的国内现状 (7)1.4 基于PID对Boost变换器的研究现状 (8)1.5与Boost变换器的控制方法 (10)1.6本文内容安排 (11)第二章DC-DC变换器基础 (11)引言 (11)2.1 Boost变换器的基本原理 (12)2.2 Boost变换器在CCM模式下的工作原理 (13)2.3 Boost变换器在DCM模式下的工作原理 (16)2.4 Boost变换器在CCM/DCM的临界条件 (18)2.5 PID控制的原理与分析 (19)2.6 本章小结 (21)第三章 Boost变换器设计 (23)引言 (23)3.1 Boost变换器性能指标 (23)3.2 Boost电路的参数设计 (23)第四章 Boost变换器的仿真及分析 (28)引言 (28)4.1 建立Boost变换器的仿真模型 (28)4.2 仿真结果 (28)4.3 本章小结 (31)第五章总结与展望 (32)致谢 (33)参考文献 (34)摘要科技在不断地发展，人们的生活水平也在不断地提高，人们的生活已经离不开电子产品。

所以对电源的性能要求也是越来越高。

但是能源危机也时日益严重。

为了解决这一问题，可再生的能源正在不断地发展与利用。

但是，在可以再生的能源中，输出的电压一般都会比较低，大约在20V-50V之间。

而我们用的电压则时在220V左右。

为了解决这一问题，就不得不用到升压变换器。

因此，对Boost 变换器的设计与分析是必不可少的。

本文主要是基于线性PID控制来进行对Boost DC-DC变换器的分析与设计。

通过设计Boost电路的参数，以及对PID的参数进行整定，并用MATLAB进行系统仿真。

从而验证PID控制对Boost变换器设计的可行性。

关键词： Boost变换器， PID控制， MATLAB仿真AbstractWith the continuous development of science and technology, people's living standards are also constantly improving, people's lives have been inseparable from electronic products. Therefore, the performance requirements of power supply are also getting higher and higher. But the energy crisis is getting worse. In order to solve this problem, renewable energy is constantly developing and utilizing. However, in renewable energy sources, the output voltage is generally low, about 20V-50V. The voltage we use is about 220V. In order to solve this problem, boost converter has to be used. Therefore, the design and analysis of Boost converter is indispensable.This paper mainly analyses and designs Boost DC-DC converter based on linear PID control. By designing the parameters of Boost circuit and setting the parameters of PID, the system simulation is carried out with MATLAB. The feasibility of the design of Boost converter based on PID control is verified.Key words: Boost converter, PID control, MATLAB simulation第一章绪论1. 1研究背景现如今，中国经济正在不断蓬勃发展，人们的生活质量与日俱增，在此背景下，多样化科学技术应运而生，使得各种不可再生资源的消耗急剧的增加，关于环境问题日益严重。

单周期控制Boost DC/DC变换器分析与设计单周期控制技术(OCC)是一种新型非线性大信号PWM控制技术首先论述了单周期控制技术的基本原理，然后提出了单周期控制Boost变换器的一种双环控制策略，并通过仿真分析了其可行性最后应用最新的单周期控制芯片IRll50S进行实验论证实验证明了这种控制策略下单周期控制Boost变换器具有良好的性能引言开关变换器是脉冲式的非线性动态系统，在适当的脉冲非线性控制下，系统应当比传统的先行反馈控制更稳定，有更好的动态性能和抗扰动性当输入电压或负载发生变化时，电压型反馈控制需要多个开关周期才能达到稳态电流型反馈控制利用了变换器的脉冲和非线性特点，当占空比D大于O.5时，若采用的斜坡补偿很精确，能使系统在一个开关周期内达到稳态，但是往往实际中斜坡补偿不能完全匹配，所以仍然需要多个开关周期才能达到稳态单周期控制技术是1991年由Keyue M．smedley提出的一种非线性大信号PWM控制理论，它最大的特点是能使系统在一个周期之内达到稳态，每个周期的开关误差不会带人下一个周期这种控制方法具有调制和控制的双重性，开关变量和参考电压间既没有动态误差也没有稳态误差因此，单周期控制技术近年在各种DC/DC、DC/AC、AC/DC变换器中来得到了广泛的应用1 单周期控制基本原理单周期控制技术，包括恒频PWM开关、恒定导通时间开关、恒定截止时间开关、变化开关的单周期控制技术共4种类型对于恒频PWM开关，开关周期TS恒定，单周期控制就是要调节导通时间TON，从而使得斩波波形的积分值等于基准信号恒频PWM开关单周期控制原理，如图1所示没开关S以一定开关频率fs=l/Ts的开关函数K(t)工作，即：占空比D=TON/TS模拟基准信号ur(t)调制开关的输入信号x(t)被开关斩波，开关的输出信号y(t)的频率、脉宽与开关函数k(t)相同，y(t)的包络线就是x(t)，即y(t)=k（t）x(t)开关S一旦由固定频率的时钟脉冲开通，实时积分器就开始工作，设定时间常数RC等于时钟uc周期时间TS，其积分值为当积分值ue达到基准信号ur(t)时，RS触发器就复位，S变为截止状态，实时积分器复位，以准备下一个开关周期当前开关周期的占空比由式(3)决定，即因此，在一个开关周期里可以瞬时地控制输出信号按照这种概念控制开关的技术称为单周期控制技术，单周期控制技术将非线性开关变为线性开关，是一种非线性技术文献[5]提出了Boost电路的单周期控制策略，如图2所示在稳态情况下，当开关管导通时，二极管上电压vD为U0，当开关关断时，二极管上压降为零，所以可以通过控制二极管上的电压，使其在一个周期内的平均值等于参考值，从而改变占空比，即由于二极管电压的电压参考点是A，所以Boost电路的单周期控制规则为2 单周期控制Boost变换器的双环控制在文献[5]和[7]的基础上，本文研究了单周期控制Boost变换器的一种双环控制策略首先，从Boost变换器的工作原理着手分析，图3为Boost变换器及电感电流波形图，为了方便讨论，假设所有的元件都是理想的，同时负载电流足够大，电感电流连续，输出电压在一个开关周期内为常数稳态时，根据在一个周期内电感电流变化量相等，也即电感伏秒积相等的原则，有将式(8)代入式(7)中则得到单周期控制U1=-RsiL如图3(a)所示.式(9)可以通过图4(a)的复位积分电路来实现其中U+=Um，U1=-RSiL，U-=-UmD，时间常数RC1等于RS触发器时钟Clock的周期时间TS图4（b）为占空比D的示意图，当U-减小到U+时，积分结束3 仿真分析根据前面的论述，可以构建出双环单周期控制Boost电路，如图5所示为了验证其可行性以及更加明确系统各模块之问的关系，本文采用Saber软件进行了仿真分析，仿真参数如下：输入电压Ui=110V；开关频率fs=100kHz：输出电压U0=300V；输出功率P0=300W图6为仿真结果，图6(a)为比较器输入端电压U-、U+以及输出RS触发器复位脉冲信号R的局部展开波形；图6(b)为RS触发器PWM信号产生波形；图6(c)为输出电压U0以及电感电流波形仿真结果表明，双环单周期控制策略是可行的，复位积分电路各模块之间能按设计的逻辑工作，输出电压稳定在300V4 实验验4.1 实验样机设计图5中虚线框中的控制电路可以用新型芯片IRll50S来实现，如图7所示lRll50S是一种工作于连续模式的基于单周期控制技术的控制芯片，具有过压保护、欠压保护、空载保护、峰值电流控制以及软启动功能该芯片只有8个引脚，采用S0-8封装，有很强的驱动能力，最大驱动电流达到1.5A，频率设定只需通过一个电阻R2来调节，整个控制系统十分简单本文应用该芯片设计了一台原理样机，实验主要参数为：输入电压80~250V，Boost 电感780μH，工作频率f=100kHz，输出电压U0=300V，过压保护电压360V，额定功率300W，采样电阻O.1Ω，输出滤波电容：330μF/450V4.2 实验结果及分析从图8和图9可以看出，随着输入电压增加，占空比逐渐减小，输入电流减小，检测电阻端电压(负压)也减小，从而误差放大器的输出Um也减小图10和图l1表明，随着输入电压的增加，输出电压稳定在300V图12是该变换器的空载损耗曲线图，可以看出，随着输入电压的增加，输入电流减小，损耗逐渐减小，当输入电压达到180V后，损耗基本稳定在0.51W随着输入电压的增加，系统的效率逐渐增加，主要是由于输入电流的减小，系统的损耗有所减小满载情况下，输入电压为220V时效率最高，达到了97.9％。

电脑知识与技术研究开发１引言一个新产品的研制过程往往需要进行反复的实验和修改。

而仿真技术可将“实验”与“修改”合二为一。

目前，用于电路仿真的软件种类很多，ＰＳｐｉｃｅ是其中功能较强的一种。

它主要对电路进行模拟分析，就如同对所设计的电路进行搭试，然后用各种仪器来进行调整和测试一样，这些工作完全由计算机来完成。

为确定元件参数提供了科学的依据［１］［２］。

轻小化是目前电源产品追求的目标，而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。

但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。

一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

Ｂｏｏｓｔ电路除了有一个开关管外还有一个二极管。

在较低压输出的场合，本身就希望用一个ＭＯＳＦＥＴ来替换二极管，从而获得比较高的效率。

如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案［３］［４］。

下面给出了一种Ｂｏｏｓｔ电路实现软开关的方法。

该方案适用于输出电压较低的场合。

图１Ｂｏｏｓｔ变换器２工作原理一个周期可以分为６个阶段，其工作原理描述如下，主要工作波形如图２所示：（１）阶段１（ｔ０￣ｔ１），该阶段，Ｓ１导通，Ｌ上承受输入电压，Ｌ上的电流正向线性增加，从负值变为正值。

在ｔ１时刻，Ｓ１关断，该阶段结束。

（２）阶段２（ｔ１￣ｔ２），Ｓ１关断后，电感电流为正，对Ｓ１的结电容进行充电，使Ｓ２的结电容放电，Ｓ２的漏源电压可以近似认为线性下降。

直到Ｓ２的漏源电压下降到零，该阶段结束。

（３）阶段３（ｔ２￣ｔ３），当Ｓ２的漏源电压下降到零之后，Ｓ２的寄生二极管就导通，将Ｓ２的漏源电压箝在零电压状态，也就是为Ｓ２的零电压导通创造了条件。

（４）阶段４（ｔ３￣ｔ４），Ｓ２的门极变为高电平，Ｓ２零电压开通。

电感Ｌ上的电流又流过Ｓ２。

Ｌ上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到变为负值，然后Ｓ２关断，该阶段结束。