射频链路指标预算

微波通信的链路预算就以一个例子介绍微波传输链路的预算。

1.自由空间传输损耗电磁波在自由空间（无阻挡、无障碍）中的传输损耗为：Ls（dB）=92.4+20lgF+20lgD其中：F：发射频率，单位为GHzD：传输距离，单位为公里（km）例如：5.8GHz频率的信号传输20公里的损耗为：Ls=92.4+15.3+26=133.7dB2.系统增益设备的系统增益为：Gs=Pt-Pro其中：Pt为设备射频输出功率Pro为系统接收灵敏度例如，对于MSR-1010扩频微波设备，Pt=23dBm，Pro=-89dBm那么，该设备的系统增益为：Gs=112dB3.链路总增益Gl=Gs+Gt+Gr其中：Gt为发射端的天线增益（dB）Gr为接收端的天线增益（dB），一般来说，发射天线和接收天线采用相同的天线口径，即Gt=Gr例如，收发两端都用0.6米口径的天线，其增益为Gt=Gr=28.5dB，那么链路增益为，Gl=112+28.5+28.5=169dB4.链路总损耗Lt=Ls + Lft + Lfr其中：Lft为发射端ODU和天线之间的电缆损耗Lfr为接收端ODU和天线之间的电缆损耗例如，对于MSR-1010设备，ODU与天线之间的馈线长度为1.5-2.0米，在5.8GHz 频率，其损耗为0.5dB。

那么，链路总损耗为：Lt=133.7+0.5+0.5=134.7dB5.链路储备余量微波链路的储备余量为：Margin=Gl – Lt例如，对于上述微波链路，其链路储备余量为：Margin=169-134.7=34.3dB反之，如果确定了链路的储备余量，可以反推出所需要的天线口径。

在所用设备、通信距离和工作频率确定以后，天线口径和链路的储备余量之间是可以推算出来的，即天线增益的提高量（收发天线合计）就转化为链路储备余量的增加量。

图1给出了微波链路增益损耗计算模型，图中各个环节的增益（损耗）定义见上文。

根据该模型，无线通信工程师可以很容易计算出某具体微波链路的功率预算。

光模块中链路预算与传输距离的关系
1. 定义释义
链路预算（link budget通常可以用来估算信号能成功从发射端传送到接收端之间的最远距离。

理想条件下，光模块最远传输距离=链路预算/模块发光波长在单位长度光纤上的衰减值，
其中链路预算=最小发射光功率-接收灵敏度，单位是dB。

2. 应用：有四个光通信波长窗口，在单模光纤中，最常用的是1310nm窗口和1550nm 窗口：在1550nm(1.5um）处，光纤衰减约为0.2～0.3dB/km，而1310nm(1.3um)处光纤衰减约为0.3～0.4dB/km。

3. 传输距离计算
以波长为1550nm的10G ER光模块为例，传输距离要求大于等于40km：
光模块发射光功率范围为-4dBm～4dBm，最小接收灵敏度为-16dBm，发光波长为
1550nm(第三窗口），光纤衰减我们取中间值0.25dB/km。

那么link Budget = -4dBm(最小的发射光功率）-（-16dBm(灵敏度））= 12dB，理论传输的最远距离为12/0.25= 48km 。

4. 相关专业术语的英文：
最小发射光功率minimum out Power
9μm中的μm，中文：miu, 英文：micrometer
微米（Micrometer）符号是µm。

1微米相当于1米的一百万分之一（10-6，此即为“微”的字义）
5. 补充：光纤9/125um是单模（内径是9μm外径是125μm）的8芯光纤。

单模是一种长距离传输的模式，波长是1310和1550两种；多模是一种短距离传输的模式（传输距离限制在2000米以内），波长是850和1300两种。

56. 什么是信号传输中的链路预算？56、什么是信号传输中的链路预算？在当今这个高度数字化和信息化的时代，信号传输无处不在。

从我们日常使用的手机通信，到卫星电视的接收，再到各种无线设备之间的数据交换，信号的稳定传输都至关重要。

而要确保信号能够有效地从发送端到达接收端，并保持一定的质量和可靠性，就离不开链路预算这个关键的概念。

那么，到底什么是信号传输中的链路预算呢？简单来说，链路预算就是对信号在传输路径上的各种增益和损耗进行评估和计算的过程。

它就像是一场信号传输的“精打细算”，通过综合考虑各种因素，来预测信号能否成功到达目的地，并达到预期的性能指标。

为了更清楚地理解链路预算，我们可以把信号传输的路径想象成一条长长的道路。

信号从发送端出发，就像是一辆汽车从起点出发。

在行驶的过程中，会遇到各种各样的情况，有的会让汽车跑得更顺畅，这就是增益；有的则会阻碍汽车前进，这就是损耗。

先来说说增益。

增益就像是给信号这辆“汽车”加油助力，让它能够跑得更远更强。

在信号传输中，增益可能来自多个方面。

比如，发送端的发射功率增大，这就相当于给汽车装上了更强大的发动机，能让信号一开始就具有更强的“动力”。

还有，使用高增益的天线，就好比给汽车装上了一个高效的导流装置，能让信号更集中、更有效地朝着接收端的方向传播。

再看看损耗。

损耗则是信号传输道路上的各种“绊脚石”。

比如，信号在空气中传播时，会因为距离的增加而逐渐减弱，这就是路径损耗。

就好像汽车跑得越远，汽油消耗得越多，速度也会逐渐变慢。

另外，信号穿过建筑物、障碍物或者受到其他电磁干扰时，也会产生损耗，这就像是汽车在路上遇到了堵车、路况不好等情况，会影响其前进的速度和效率。

链路预算要把这些增益和损耗都综合考虑进去。

通过精确的计算和分析，来确定接收端最终能够接收到的信号强度是否足够。

如果计算结果表明接收端的信号强度低于某个阈值，那么就可能会出现通信中断、数据错误或者图像模糊等问题。

对于LMDS系统而言，调制方式对系统性能有着很大的影响，因此，选择适当的调制技术十分关键。

以下我们将以大唐LMDS产品为例探讨采用QPSK 和16QAM自适应调制技术的合理性。

此外，系统载波带宽的选择也对系统的性能有着重要的影响，因为，不同的载波带宽会有传输性能上的差异及制造成本上的不同，如何根据业务的需要从多个方面进行权衡选择是值得探讨的问题。

调制方式的选择多数LMDS系统产品采用QPSK（或4QAM）和16QAM自适应调制方式，部分产品仅使用QPSK（或4QAM）一种调整方式。

大唐无线通信公司的R3000LMDS系统采用了QPSK和16QAM自适应调制技术及RS前向纠错，接收机门限在BER＝10－9时分别是－77dBm/16QAM和－83.3dBm/QPSK，两种调制方式在系统参数相同的情况下，衰落储备差6.3dB。

有人认为从抗雨衰能力的角度出发，16QAM技术并不可取，这种看法是片面的。

因为，对一个特定的降雨区要求可用性指标达到99.99％时，最大通信距离必然是按QPSK调制方式下估算的，如果同样在这个距离上使用16QAM调制方式时，可用性指标将劣化到95％，这就意味着LMDS系统可以在95％的时间内工作在16QAM方式下，也就是在95％的时间内在14MHz带宽上可传输36Mbps速率信号，仅在5％的时间段因降雨调整到QPSK方式下工作，此时，在14MHz带宽上仅可传输16Mbps 速率信号，相比之下，单纯采用QPSK（或4QAM）调制方式的系统，在同样距离上99.99％的时间，在14MHz带宽上，都只能传输16Mbps速率信号，两者的优劣自然是十分清楚的。

当然上面在16QAM方式下的可用性数据仅是一个设计期望值，实际情况会因不同气候区而异，大唐无线通信公司的R3000LMDS系统16QAM与QPSK自适应转换的判决区间是SNR＝（16～25）dB。

在考虑到16QAM与QPSK两种调制方式下，传输速率相差一倍的因素时，凡具有这种性能的LMDS系统对用户业务的QoS保证应有相应的策略。

表示10Log X 斜体 表示10X/10c=2.998e8 光速地球赤道半径 h=35793km 卫星离地面高度K=1.38×10-23J/K 波尔兹曼常数 为单位面积理想天线增益G 0Noise(K)=290×[Noise(dB)-1]D =()()f cos 222e e e e R h R h R R +-++ 天线与卫星的距离 Free space loss =32.4+20Log(D ×f ) 自由空间传输损耗（注：D 单位km ；f 单位MHz ）Symbol rate =Date rate /（M ×FEC code rate ） 符号率(MBaud)占用带宽(MHz) Spread factor=1.2噪声带宽(dB.Hz)Allocated transponder bandwidth = (Symbol rate ×Carrier spacing factor )+ Bandwidth allocation step size转发器分配带宽(MHz) 上行链路功放功率与天线选择：EIRP US = Free space loss U + Atmospheric absorption U + Tropospheric scintillation fading U +Mispoint loss U +SFD 上行饱和等效全向辐射功率dBWEIPR U = EIRP US -IBO载波在卫星天线口面上的通量密度dBW(PFD)Total HPA power required= EIRP U - Antenna gain - (Coupling loss)U 所需功放功率W （也可以固定功率来确定天线尺寸）(C/N 0)U =EIRPU -( Free space loss U + Atmospheric absorption U + Tropospheric scintillation fading U +Mispoint lossU (G/T)S(C/N)U = (C/N=SFD IBO (G/T)S - Noise bandwidthAntenna efficiency =Antenna gain ×c 2/(πRf)2 天线增益效率（注：c 单位m ；f 单位Hz ；R 单位m ）Antenna noise =⎰⎰πππ200sin ),(),(41f q q f q f q d d T R =⎰⎰Ωπ42),(),(1d A T B f q f q λ 以波长为单位，天线有效面积为权重的亮温度对全天空的积分≈15×Antenna efficiency+(1-Antenna efficiency )×[15×sin θ/(cos θ+sin θ)+(140+θ)×cos θ/(cos θ+sin θ)]G/T= Antenna gainEIRP D = EIRP S -OBO(C/No)D =EIRP D –(Free space loss D + Atmospheric absorption D + Tropospheric scintillation fading D + Mispoint loss D G/T(C/N)D =(C/No)D -Noise bandwidth=EIRP D –(Free space loss D + Atmospheric absorption D + Tropospheric scintillation fading D + Mispoint loss D G/T -Noise bandwidthC/(N+I)C/(N+I) = C/(No+Io) - Noise bandwidthEb/(No+Io)频谱仪读到的MARKE DELTA= C/(N+I) +1=(C+N+I)/(N+I)Es/N 0一、转发器参数SFD、G/T、EIRP、载波输入回退CIBO(Carrier InputBackoff)和载波输出回退COBO(Carrier Output Backoff)G/T 被称为figure of merit，即接收系统的品质因素。

射频电路（系统）的线性指标及测量方法蒋治明1、线性指标1.1 1dB压缩点(P1dB——1dB compression point )射频电路（系统）有一个线性动态范围，在这个范围内，射频电路（系统）的输出功率随输入功率线性增加。

这种射频电路（系统）称之为线性射频电路（系统），这两个功率之比就是功率增益G。

随着输入功率的继续增大，射频电路（系统）进入非线性区，其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加，也就是说，其输出功率低于小信号增益所预计的值。

通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率值定义为输出功率的1dB压缩点,用P1dB表示（见图1）。

典型情况下，当功率超过P1dB时，增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率，其值比P1dB大3dB～4dB。

1db压缩点愈大，说明射频电路（系统）线性动态范围愈大。

图1 输出功率随输入功率的变化曲线1.2 三阶交调截取点（IP3——3rd –order Intercept Poind）当两个正弦信号经过射频电路（系统）时，此时由于射频电路（系统）的非线性作用，会输出包括多种频率的分量，其中以三阶交调分量的功率电平最大，它是非线性中的三次项产生的。

假设两基频信号的频率分别是F1和F2，那么，三阶交调分量的频率为2F1-F2和2F2-F1。

图2是输入信号和输出信号的频谱图。

图3反映了基频（一阶交调）与三阶交调增益曲线，当输入功率逐渐增加到IIP3时，基频与三阶交调增益曲线相交，对应的输出功率为OIP3。

IIP3与OIP3分别被定义为输入三阶交调载取点（Input Third-order Intercept Point）和输出三阶交调载取点（Output Third-order Intercept Point）。

三阶交调截取点（IP3）是表示线性度或失真性能的重要参数。

IP3越高表示线性度越好和更少的失真。

图3中A 线是基频（有用的）信号输出功率随输入功率变化的曲线，B 线是三阶失真输出功率随输入功率变化的曲线。

射频链路预算范文在进行射频链路预算之前，需要明确一些基本参数，如传输距离、频率带宽、天线增益、发送功率、接收灵敏度等。

这些参数的选择将直接影响到射频链路预算的结果。

第一步是计算自由空间损耗，根据传输距离和天线之间的距离来确定信号在自由空间中的衰减。

自由空间损耗可以由以下公式计算得出：PL(dB) = 20log(d) + 20log(f) + 20log(4π/c)其中，PL为自由空间损耗（dB），d为传输距离（米），f为频率（Hz），c为光速（米/秒）。

第二步是计算路径损耗，考虑到信号在传输过程中会受到障碍物和干扰的影响，进一步降低信号的功率。

路径损耗可以通过经验公式或射频仿真软件来估算，具体的计算方法因具体情况而异。

第三步是确定发送功率和接收灵敏度。

根据计算得到的路径损耗，可以通过以下公式来确定所需的发送功率和接收灵敏度：Pt=Pr+PL+Lm+Mc其中，Pt为发送功率（dBm），Pr为接收灵敏度（dBm），PL为路径损耗（dB），Lm为附加的衰减或噪声（dB），Mc为连接亏损或多径损失（dB）。

通过以上三个步骤的计算，我们就可以得到射频链路预算的结果。

除了上述的基本计算步骤，还可以添加一些额外的参数计算，如多径效应、干扰等，以满足实际应用的需求。

射频链路预算在无线通信系统的设计和优化中起着重要的作用。

它可以帮助工程师评估和优化射频链路的性能，提高系统的可靠性和质量。

同时，射频链路预算也是建设和维护通信系统成本的重要参考依据。

只有通过合理的射频链路预算，才能在有限的资源和预算范围内实现高效的通信系统。

总结起来，射频链路预算是无线通信系统设计中不可或缺的一部分。

它通过计算和估算信号的衰减和损失，确定所需的发送功率和接收灵敏度，从而使通信系统能够在合理的预算范围内正常运行。

它不仅能够提高系统的性能和可靠性，还可以帮助工程师优化资源的利用，降低建设和维护成本。

因此，射频链路预算在无线通信系统设计和优化中具有重要的意义。

无线链路预算1.1天线自由波的无线链路预算天线自由波的无线链路预算公式如下：Pr (dBm) = Pt (dBm) + Gt (dBi) – PL (dB) + Gr (dBi) – Lc (dB) 其中，Pr为接收电平（dBm），Pt为最大发射功率（15dBm），Gt为发射天线增益（15dBi），PL为路径损耗，Gr为接收天线增益（9dBi），Lc为综合损耗（隧道内预计20dB，开放空间预计16dB）。

根据上述无线链路预算公式，计算可得：2.4GHz隧道内AP接收到信号强度为-86dBm的信号时，路径损耗：PL =15＋9+86＋10－10－20=90 (dB)2.4G室外AP接收到信号强度为-86dBm的信号时，路径损耗：PL =15＋9+86＋10－10－16=94 (dB)对于2.4G的隧道环境传播模型，路径损耗公式如下：PathLoss(dB)=40+10*n*log（d）其中，n在隧道环境取值为1.8；d是距离，单位是m。

由此公式计算得：路径长度为600m时，路径损耗值为90dB。

对于2.4G的室外环境（试车线或地面线路）传播模型，路径损耗公式如下：PathLoss(dB)= 32.5+20* logF(MHz)+20*logD(Km)= 100+20*log(D)其中，D是距离，单位是公里。

由此公式计算得：开放空间路径长度为500米时，路径损耗值为94dB。

1.2漏缆的无线链路预算漏缆的无线链路预算公式如下：Pr (dBm) = Pt (dBm) -Pd (dBi) – PL (dB) –Pc（dBi）+ Gr (dBi) – Lc (dB) 其中，Pr为接收电平（dBm），Pt为发射功率（10dBm），Pd为合路分路电桥及射频线缆损耗（4dBi），PL为漏缆传输损耗，Pc 为漏缆的耦合损耗（按95%，2米间距，为66dBi），Gr为接收天线增益（5dBi），Lc为综合损耗（包括车载功分器、射频线缆及设计富裕度，约14dB）。

5G链路预算链路预算是通信系统用来评估网络覆盖的主要手段，通过对系统中上、下行信号传播途径中的各种影响因素进行考察，对系统的覆盖能力进行评估，获得保持一定通信质量下链路所允许的最大传播损耗，再根据相应的传播模型可以计算出特定区域下的覆盖半径。

下行链路预算过程如下：上行链路预算过程如下：针对链路预算，是需要输入很多的参数进行评估的，但在5G网络中，目前设备有64通道和32通道的区别，这两款设备虽然最大功率都可以达到320W，但由于天线阵列的组合不一样，导致在垂直面的覆盖差别很大。

两款设备在水平面的覆盖能力相对，差异主要还在垂直面，下图可以直观的表述。

通过仿真结果，64T相比32T在30米以上楼层垂直维度覆盖能力更为突出，并且随着楼层的增加，覆盖优势更明显。

所以，在链路预算中，我们以64T的AAU为对象进行计算。

频率以中移的2.6GHz 为参考，上下行时隙及特殊时隙配置：5ms帧结构，子帧配置为7:2（DDDSUUDDDD），特殊子帧配比为6:4:4.系统总带宽100MHz，下行发送功率按53dBm计算，上行按26dBm计算，基站天线是64T64R（192阵子），终端天线是2T4R，上下行天线增益分别是25.5/28dBi。

子载波间隔SCS=30khz，RB数是273个，子载波数=273*12=3276个。

其他参数如下：人体损耗：2dBOTA损耗：4dB阴影衰落余量：8.3dB（按95%的正态分布）穿透损耗：15dB传播模型：Uma NLOS模型或SPM模型。

第一个是室外模型，第二个是室内模型。

NLOS的公式及要求如下：PL = P TxPower + Gain antenna– Loss – (SNR+N)其中，Loss包括人体损耗、阴影衰落、OTA损耗和建筑物穿透损耗。

将数字代入公式后，得出的结果如下：在327米的距离，上行只能保证1Mbps的速率，但下行还有93Mbps。