RCC电路设计详解

一、RCC 变换器的电路结构RCC 变换器材是Ringing Choke Converter 的简称，广泛应用50W 以下的开关电源中。

它不需要自励式振荡器，结构简单，由输入电压与输出电流改变频率。

RCC 的基本电路如图6—13所示，电压和电流波形如图6—14所示。

在1VT 导通ON t 期间变压器1T 从输入侧蓄积能量，在下一次截止期间O FF t 变压器1T 蓄积的能量释放供给输出负载。

OFF t 结束时，变压器电压1T U 波形自由振荡返回到0V ，见图6—14（c ）。

这电压通过基绕组加到开关晶体管1VT 的基极，因此，晶体管1VT 触发导通，1VT 一导通就进入开始下一个工作周期。

输入电压in U 是输入交流电压经整流的直流电压。

6—13 RCC 基本电路图6—14 电压和电流波形ON t 时的等效电路如图6—15（a ）所示。

晶体管1VT 导通，因此变压器1T 的初级线圈两端加上电压in U 。

图6—15 RCC 的等效电路（a ：ON t 时；b ：OFF t 时）另一方面，在变压器次侧2C 放电，供给输出电流O I 。

这期间，输出二极管1VD 中无电流，因此，变压器初次级侧不产生相互作用。

1L 中蓄积的能力为2211I L ⨯。

OFF t 时等效电路如图6—15（b ）所示，因初级侧无电流，所以，图中未画出。

ON t 时1L 中蓄积的能力通过变压器1T 的次级侧线圈2L 释放给次级侧。

从ON t 转换到OFF t 瞬间，初次级侧线圈的安匝相等原理仍成立，因此，若变压器初级侧能力全部传递给次级侧，则P P I N I N 2211⨯=⨯ （6—32）匝比n 为12N N n =（6—33） 电感与之比是与绕组匝数平方成正比例，即122122L L NN n =⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛= （6—34） 传递给次级侧能量就变为输出功率。

图6—16示出次级侧电压与电流之间关系。

设变压器输出功率为2P ，则f I L I U P P O o ⨯⨯⨯⨯=⨯=η222221 （6—35） L F o U U U U ⨯⨯=2 （6—36）图6—16 次级侧电压与电流之间的关系式中，η为变压器的效率。

rcc电路工作原理rcc电路，即电容电阻耦合电路，是一种常用的电路结构。

它的工作原理是通过电容和电阻的耦合作用，实现信号的传输和处理。

在rcc电路中，电容和电阻起到了关键的作用。

电容具有存储电荷的特性，而电阻则能够限制电流的流动。

通过合理选择电容和电阻的数值，可以实现对信号的滤波、放大或衰减等操作。

我们来看一下rcc电路的基本结构。

一般来说，rcc电路由输入端、输出端和中间的耦合元件组成。

输入端是信号的源头，输出端是信号的目的地，而中间的耦合元件则是连接输入和输出的桥梁。

在rcc电路中，电容起到了隔离和耦合的作用。

当信号经过输入端进入电容时，电容会将信号的直流分量隔离，只传递交流分量。

这样可以确保输出端得到的信号是纯净的交流信号。

同时，电容还能够将输入信号的交流分量传递到输出端，实现信号的耦合。

与此同时，电阻在rcc电路中起到了限制电流的作用。

通过选择合适的电阻值，可以控制信号在电路中的流动。

当电阻的阻值较大时，电路对信号的衰减作用较强，可以用来实现信号的衰减或滤波。

而当电阻的阻值较小时，电路对信号的放大作用较强，可以用来实现信号的放大。

除了电容和电阻，rcc电路还可以加入其他元件来实现更复杂的功能。

例如，可以通过在电路中加入晶体管或操作放大器等元件，实现对信号的放大和放大倍数的调节。

这样可以使得rcc电路在实际应用中更加灵活多样。

总结起来，rcc电路是一种基于电容和电阻耦合的电路结构，通过选择合适的电容和电阻数值，可以实现信号的传输、处理和放大等功能。

它在电子领域中应用广泛，是许多电子设备中重要的组成部分。

希望通过本文的介绍，读者对rcc电路的工作原理有了更清晰的了解。

在实际应用中，我们可以根据具体需求选择合适的电容和电阻数值，来实现所需的信号处理功能。

RCC動作原理說明電路特性簡介˙RCC(RINGING CHOKE CONVERTER 振盪抑制型轉換器)1.是一種非定頻電源。

通常是指自振式反激變換器。

2.它是由較少的元件就可以組成的高效電路，已廣泛用於小功率電路。

3.由於控制電路能夠與少量分立元件一起工作而不會出現差錯，所以電路的總體花費要比普通的PWM線路低廉。

4.當其控制電流過高時就會出現一種間歇振盪現象，從而使得電路的振盪週期在很大範圍內變化；當電路的輸出功率較小時，卻可以利用這種間歇振盪，使開關電路處於低功耗狀態。

5.RCC電路工作在DCM Boundary模式，因此開關頻率與輸出功率成反比，與輸入電壓成正比。

23如圖所示，由啟動電阻R1使Tr1之iB 電流流動，初級圈P 也有電流流動，此時輔助繞組P’經由點(Dot)處產生正電壓，加大Tr1之偏壓使Tr1呈ON 狀態，而次級繞組ns 也在點(Dot)產生正電壓。

在初始條件(t=0)之下，此時i C 會呈直線增加，一旦VCE(sat)上升至i B *h FE 之點後，i CP 停止上升，導致P 之電壓隨之下降，P ’電壓也減少，使得Tr1的i B 電流大幅降低，進而使Tr1 OFF ，此時P 與P ’極性反轉。

4如圖所示，當Tr1 OFF 時，次級S 會產生電壓，使D1導通而供應能量到負載上。

變壓器釋放出能量後，輔助繞組P ’會經冷次定律產生回擺(Back-Swing)動作使Tr1再次ON，反復動作而形成振盪。

INPUT線路方塊圖OUTPUT6如圖所示，輔助繞組P’產生順向電壓，使電晶體Tr1之基極產生逆向(衰減)電流(由R1及C1之大小決定電流之大小)。

當C1之兩端電壓D3之順向電壓V F 相等時，電容呈開路狀態，電流流過R1及D3，基極電流i b 的動作波形如圖示。

另i c 的大小為i b *h FE ，在儲存時間內(t stg )，ic 會一直增加，直到ic= icp 時，使基極產生逆電流，此時Tr1會OFF。

RCC设计的关键是PF值, 就是功率频率乘积. RCC工作在TM模式(临界电流状态), 经过计算推论, PF为.PF=N*(Vo+Vd)*(Vo+Vd)/[2Lp*(1+N(Vo+Vd)/Vp)*(1+N(Vo+Vd)/Vp)]其中, N为初次圈数比, Vo为输出电压, Vd为输出整流二极管正向压降, Lp为初级电感量.所以, 当电路参数确定完之后, 在输入电压一定时, PF是定值,所以, 轻载频率高, 重载频率低. 举例说, 输入220Vrms, 输出+5V, 3Amax. N=20, 则PF=140,000, 如果Po=5W, when请问：图中的C10,R14是什么作用,怎么工作的?输出整流常用肖特基,Vrrm比较低, 所以R14 C1O在线路中可部分限制次级线圈的尖峰电压, 它是双向的RC吸收回路, 时间常数很小, 对次级电压的上下沿起作用.同时, 此回路的使用, 可使初级开关管漏极电压少许回落, 提高MOSFET工作可靠性.请问：此RC网络怎么设计?理论上次级电压(距形波)上下沿都很工整, 但实际变压器初对次, 次对初, 都有漏感存在, 导致上下沿有尖峰振铃, RC的功效就是尽量减少以致完全消除.RC选择是, R应刚好等于次级LC回路的特性阻抗, C的选择大致等于次级LC回路电容值10倍以上, 但太大会影响整机效率. 通常RC选择先理论确定大致参数, 再实际调整, 要看次级波形进行.另外, 有些人会看到大部分电路把RC接在整流二极管PN两断, 其实和本图接法大同小异, 只是RCC电路整流二极管反向恢复电量的负作用不是很明显, 所以我个人倾向于这种接法.请问：正激导通期间电解电容C9两端为反向电压,对此电解电容有什么要求呢?去掉R12如何?1.正激期间C9两端还是正电压! 你可用SCOPE抓波形看看. 你所谓的反电压是在N2线圈两断, 此电压和C9上电压刚好叠加一起, 通过ZCD回路正激MOSFET.2. 关于C9的容量大小, 根据RCC的工作原理, 它应该至少小与主输出回路的总电容(C11+C5)的1/10, 也就是说, C9两端电压应保持少许变动, 而主输出电压是恒定不变的.3. R12是ZCD回路(R4&C8)的放电回路, 它能使RCC工作更稳定, 最好保留.但如果C9还给另外第三者电路供电, 这个电阻就可放心去掉.根据N2和N3的相位关系, 在电路正常工作后, 电容C9上电压和输出相位一致.是正电压.Lp 是初级感量OCP-电流保护Vovp 过压保护电压阀值Vaux 辅助绕组电压Ns 次级圈数Naux 辅助绕组圈数讲讲R4,C8吧.R4, C8是ZCD元件(zero current detect), 也就是检测变压器的能量何时刚好全部转移到负载上去, 也就是在刚转移完后, 马上是功率MOSFET进行一下周期的工作, 于是临界模式就这样确定了.在电路的冷启动时, 需要启动电阻, 所以有上述讨论的两个串联电阻, 但在电路稳定工作后, 启动电阻的作用应被强行中止, 所以要是启动电阻和MOSFET的输入电容Ciss的时间常数远大于电路的最低工作周期, RstCiss远小于Tmin, 这样一来, 启动电阻在正常工作后就不起作用.C8也是启动时的隔直电容, 一般, C8>10Ciss.另外, 本人初入道时以为R4, C8为影响电路的工作频率, 但今天看来, 是完全错误的观点.对初级:Vp = Lp* Ippk / Ton次级:Vo+Vd = Ls * Ispk / Toff然后初次级每圈伏秒值相等Vp * Ton = N * (Vo+Vd) * Toff N = Np/Ns接着, 输出平均电流Io = 0.5 * Toff/T * Ispk输出功率为Po = Vo * Io最后计算Po*(1/T), 就可以了, 我写了主要思路, 没有时间弄得很详细的, 我想对这个问题感兴趣的网友都能把其它步骤得出.输出电流的取舍, 实际上你要先定好电路输出的最大平均电流和瞬间输出PEAK电流, 把他们反射回初级POWERMOSFET源极, 就可以决定取多大SENSE电阻, 当然估算后还要实践做微调. Po=0.5*L*I*I, 也可据此估计变压器的初级电感.您能具体讲讲R10、ZD2是如何起作用的吗??C9上的电压是正比于输出电压的, 所以, 如果其它问题造成输出过压, 可通过R10, ZD2起到一定的保护作用.知道稳压有两种方法吗?1是通过光藕把初次级联系起来构成稳压环路, 2是初级稳压(以前用很多, 包括电视机开关电源, 用这种方法可设计好可达+/-10%的精度, 并且使用多年还没问题), 只不过在这里, 稳压管和电阻串联, 是有条件的初级稳压,条件是输出在正常值之外才起作用, 之内是光藕回路起作用.所以, 要认真设计稳压管和电阻串联回路.看完大家的討論好像沒人知道RCC真正的動作模式.板主提供的線路真正的基本精神還是脫離不了變壓器.一個Lp的參數才是主導整個線路的命脈.其它的零件都可以暫時不管它.各位還是要先了解變壓器的BH曲線是如何與電特性結合在一起的觀念才能真正控制RCC的輕中重載的頻率.事實上控制頻率真正的主角是變壓器Lp.N是控制Vds的最大耐壓.因為RCC是標準QR MODE所以為了達到伏秒平衡只能改變頻率來達成諧振目的.其實Lp的大小依然控制另一項重要參數是二次側peak電流的大小.它對二次側的電容有關鍵性的權利.如果能夠結合這個關鍵性的等式.那就恭喜你已經打通FLYBACK的竅門.從這裡你就可以回推一次側的Ipeak.有了這個參數你就可以推導出MOSFET規格對不對.H的大小是多少Oe.NI值會不會飽和等.B的大小在各種電壓下.總之如果你沒有材質資料以上都是空談.最後請各位真正去向鐵心廠商要完整資料好好體會一下AL,BH,NI之間的關係.相信你會發現真正的開關電源是什麼樣子.共勉之!!台湾人译着阻隔振荡变换器.Lp是指主T的感量.控制著儲能電流的斜率.經過電阻激發SCR ON關閉MOSFET.當MOSFET 關閉時進行能量轉移到二次側.你可以想一下SCR為什麼會OFF條件如何形成.當磁能退化到Br時MOSFET的GATE再度充電而TURN-ON.如此週而復始.所以上升的速度決定下降的時間.因此Lp大小控制頻率.只是什麼樣的Lp及鐵心大小最適合你的需求就要自己多多累積經驗跟理論基礎設定初始值了.多點想像力會幫助你學得快樂.不要鑽牛角尖要能反向思考.正反都能說對那它就是對的.我是以板主提供的線路圖為基準.當MOSFET TURN ON時IDS是以VIN/LP線性上昇.在R11上產生電壓降去激發Q2Q3所組成的SCR線路.當SCR被激發時MOSFET的VGS會被短路.而使得MOSFET OFF產生FLYBACK作用能量轉移二次側.但是如何使得SCR OFF就是關鍵問題了.只要SCR能OFF MOSFET才有可能再TURN ON.不知這樣說明你會明白嗎.以上請參考.RCC线路工作在临界电流模式状态, 在初级MOSFET导通期间, 初级线圈可看做一个电感, 根据公式V=L*dI/dt, dt就是Ton, 可以知道Ton有Vin, L(初级感量)决定. 在次级导通时, 仍然用公式V=L*di/dt理解, 此时dt是Toff, 由次级感量L和输出电压V决定. 以上可得其实按经验而言, 因为RCC工作在TM下, 所以它的Duty cycle由下式决定:D = Vor/(Vdc+Vor)Vor是次发射到初的反射电压, Vdc是桥整后大电解电容上电压.设计原则: 要求D<0.45(在Vdc是最小, 如AC90V or AC 180V), 同时输出功率最大时候.所以设计步骤是先定D(占空比), 然后根据AC输入范围确定Vor, 其次根据输出电压和次级整流管压降确定变压器初次圈数比N, N定好后根据所选变压器骨架磁芯确定初级圈数(此处先不管线路频率), 所以自然次级圈数就定了.........至于频率, 调整GAP可以变动.对于这个Vor次发射到初级的反射电压的作用,不太理解.由AC确定Vor后,Vor有什么用?因为D已经确定了阿?输出电压和整流管压降师已知的,与Vor无关,那么这个Vor有什么作用?其实我也在拿你说的知识来对比理解反激式的原理.其基本原理我认为与RCC差不多,只不过运作方式不同.再次感谢楼主Yansn,让我受益匪浅Vor is "output reflect voltage", 即次级反射到初级的电压在次级别导通期间. 反射电压是客观存在的, 是有初次级圈数比和次级线圈两段的电压决定, 而次级两断电压又由输出电压Vo和管压降Vf(about 1v for fast recovery diode, 0.8v for SBD)相加决定.根据变压器原理, 和磁滞环线, 变压器中磁通要在工作中平均恒定, 虽然瞬间有比如说正向的变化, 但必须在紧接着又负向的变化, 以保证总磁通稳定. 否则, 变压器磁通会逐渐增大, 向无穷大方向变化, 当然就是实际的饱和, 饱和后线圈的电感量急剧降低, 相当于空心线圈, 然后引起电流很大, 超过串联的POWER MOSFET承受能力, 而烧毁POWER MOSFET.再用形象化的语言描述, 磁通复位, 就是变压器初级主线圈的正负向VT值(电压时间乘积)必须相等, 才有公式Vdc*Ton = Vor*Toff, and then we get: D = Vor/(Vdc+Vor)首先谢谢你提出如此有价值且尖锐的问题, 技术的东西就需要这样一起讨论才能让我们各位进步!关于反馈的接法,的确有两钟, 电感前和后, 但我看来各有利弊.1) 接在电感前, 瞬态响应好, 输出纹波也是稍微象你说的那样变小, 但TL431取样电路采样进来的噪音太大, 电路容易自激.另外, 在大电流输出负载变动时候, V0输出电压有些不太稳定, 要记住电路中所有点只有R19上端点的电压最稳定.2) 接在电感后, 对输出电压的稳定很有好处, 同时此时电感充当了整个控制环路一个滞后的电抗元件, 只要电感量不是很大, 回路补偿是相对容易好调整. 至于输出纹波, 因为本身有一个LC回路, 并不见得会增加多少, 你可实际对比测试, 因为从直流角度出发, 电感前的电压也是相当稳定的.。

RCC电路间歇振荡的研究摘要：RCC变换器通常是指自振式反激变换器。

它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。

由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。

一方面，当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化，因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音，所以需要抑制这种现象的产生。

另一方面，当电路的输出功率较小时，却可以利用这种间歇振荡，使开关电路处于低能耗状态。

当需要电路工作时，只需给电路一个信号脉冲即可。

电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡，同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。

关键字：开关电源，RCC电路，间歇振荡Analysis Of Intermittent Oscillation In RingingChoke ConverterAbstract：The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control . On one hand, when its control current is excessive there will be an intermittent oscillation phenomena, thus enabling oscillations of the circle in the context of great changes, such as from a few hundred Hertz to several thousand Hertz .In high power output ,this will cause abnormal noise in transformers and other equipment. So there is a need to inhibit the emergence of this phenomenon. On the other hand, when the supply power is small, we can use this intermittent oscillation Phenomenon ,so that switching circuit can be in a state of low energy consumption. Mainly through the simulation ,this paper give us an example to show how to use some special circle to achieve this inhibition of intermittent oscillation .And also this paper briefly described the use of this intermittent oscillation in some circle.Key word: Switching Power; RCC; Intermittent oscillation目录摘要： (i)Abstract： (ii)目录 (iii)引言 (1)第一章 RCC电路基础简介 (3)1.1 RCC电路工作原理 (3)1.1.1电路的起动 (3)1.1.2开关晶体管处于ON状态时 (4)1.1.3晶体管处于OFF状态时 (5)1.2输出电压稳定的问题 (6)1.3振荡占空比的计算 (8)1.4振荡频率的计算 (9)1.5变压器的设计方法 (10)1.5.1初级绕组的求法 (10)1.5.2其他线圈的求法 (11)第二章简易RCC基极驱动缺点及改进设计 (12)2.1 简易RCC基极驱动的缺点 (12)2.2开关晶体管的恒流驱动设计 (13)第三章 RCC电路的建模与仿真 (15)3.1 RCC建模及参数设计 (15)3.1.1 主要技术参数： (15)3.1.2变压器绕组设计 (15)3.1.3电压控制电路的设计 (17)3.1.4驱动电路设计 (17)3.1.5 次级电容、二极管的选定 (18)3.1.6 其他参数的选定 (19)3.2 设计电路的仿真 (19)3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证 (20)3.2.2 电路带轻载时的仿真 (22)3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真 (23)第四章 RCC电路间歇振荡的应用实例 (27)5.1三星S10型放像机中的RCC型开关电源 (27)第五章总结与展望 (29)参考文献 (32)致谢 (33)引言目前采用的大多数开关电源，无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控的稳压电路。

目录摘要ABSTRACT绪论第一章．RCC电路基础简介1.1RCC电路工作原理1.2RCC电路的稳压问题1.3RCC电路占空比的计算1.4RCC电路振荡频率的计算1.5RCC电路变压器的设计第二章．简易RCC基极驱动的缺点及改进设计2.1 简易RCC电路的缺点2.2 开关晶体管恒流驱动的设计第三章．RCC电路的建模及仿真3.1 RCC电路的建模及参数设计3.1.1 主要技术指标3.1.2 变压器的设计3.1.3 电压控制电路的设计3.1.4 驱动电路的设计3.1.5 副边电容、二极管参数的设计3.1.6 其他辅助电路的设计3.2 RCC电路的仿真3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证3.2.2 RCC电路带轻载时的仿真3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真3.3.1 RCC电路的恒流设计3.3.2带有恒流源的RCC电路的仿真第四章RCC电路间歇振荡的应用实例4.1 三星S10型放像机中的RCC型开关电源RCC电路间歇振荡现象的研究摘要：RCC变换器通常是指自振式反激变换器。

它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。

由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。

一方面，当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化，因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音，所以需要抑制这种现象的产生。

另一方面，当电路的输出功率输出较小时，却可以利用这种间歇振荡，使开关电路处于低能耗状态。

当需要电路工作时，只需给电路一个信号脉冲即可。

电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡，同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。

Abstract：The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control .引言目前采用的大多数开关电源，无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控的稳压电路。

目录摘要ABSTRACT绪论第一章．RCC电路基础简介1.1RCC电路工作原理1.2RCC电路的稳压问题1.3RCC电路占空比的计算1.4RCC电路振荡频率的计算1.5RCC电路变压器的设计第二章．简易RCC基极驱动的缺点及改进设计2.1 简易RCC电路的缺点2.2 开关晶体管恒流驱动的设计第三章．RCC电路的建模及仿真3.1 RCC电路的建模及参数设计3.1.1 主要技术指标3.1.2 变压器的设计3.1.3 电压控制电路的设计3.1.4 驱动电路的设计3.1.5 副边电容、二极管参数的设计3.1.6 其他辅助电路的设计3.2 RCC电路的仿真3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证3.2.2 RCC电路带轻载时的仿真3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真3.3.1 RCC电路的恒流设计3.3.2带有恒流源的RCC电路的仿真第四章RCC电路间歇振荡的应用实例4.1 三星S10型放像机中的RCC型开关电源RCC电路间歇振荡现象的研究摘要：RCC变换器通常是指自振式反激变换器。

它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。

由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。

一方面，当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化，因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音，所以需要抑制这种现象的产生。

另一方面，当电路的输出功率输出较小时，却可以利用这种间歇振荡，使开关电路处于低能耗状态。

当需要电路工作时，只需给电路一个信号脉冲即可。

电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡，同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。

Abstract：The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control .引言目前采用的大多数开关电源，无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控的稳压电路。

一、RCC 变换器的电路结构RCC 变换器材是Ringing Choke Converter 的简称，广泛应用50W 以下的开关电源中。

它不需要自励式振荡器，结构简单，由输入电压与输出电流改变频率。

RCC 的基本电路如图6—13所示，电压和电流波形如图6—14所示。

在1VT 导通ON t 期间变压器1T 从输入侧蓄积能量，在下一次截止期间OFF t 变压器1T 蓄积的能量释放供给输出负载。

OFF t 结束时，变压器电压1T U 波形自由振荡返回到0V ，见图6—14（c ）。

这电压通过基绕组加到开关晶体管1VT 的基极，因此，晶体管1VT 触发导通，1VT 一导通就进入开始下一个工作周期。

输入电压in U 是输入交流电压经整流的直流电压。

6—13 RCC 基本电路图6—14 电压和电流波形ON t 时的等效电路如图6—15（a ）所示。

晶体管1VT 导通，因此变压器1T 的初级线圈两端加上电压in U 。

图6—15 RCC 的等效电路（a ：ON t 时；b ：OFF t 时）另一方面，在变压器次侧2C 放电，供给输出电流O I 。

这期间，输出二极管1VD 中无电流，因此，变压器初次级侧不产生相互作用。

1L 中蓄积的能力为2211I L ⨯。

OFF t 时等效电路如图6—15（b ）所示，因初级侧无电流，所以，图中未画出。

ON t 时1L 中蓄积的能力通过变压器1T 的次级侧线圈2L 释放给次级侧。

从ON t 转换到OFF t 瞬间，初次级侧线圈的安匝相等原理仍成立，因此，若变压器初级侧能力全部传递给次级侧，则P P I N I N 2211⨯=⨯ （6—32）匝比n 为12N N n = （6—33） 电感与之比是与绕组匝数平方成正比例，即 122122L L N N n =⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛= （6—34） 传递给次级侧能量就变为输出功率。

图6—16示出次级侧电压与电流之间关系。

设变压器输出功率为2P ，则f I L I U P P O o ⨯⨯⨯⨯=⨯=η222221 （6—35） L F o U U U U ⨯⨯=2 （6—36）图6—16 次级侧电压与电流之间的关系式中，η为变压器的效率。

反激式开关电源电路图讲解一，先分类开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下：10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求)100W-300W 正激、双管反激、准谐振300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等500W-2000W 双管正激、半桥、全桥2000W以上全桥二，重点在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。

优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出.缺点：输出纹波比较大。

(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善)今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。

给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图!三，画框图一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。

开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1图1，反激开关电源框图四，原理图图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。

下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。

图2 典型反激开关电源原理图五，保险管图3 保险管先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。

作用：安全防护。

在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。

技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。

分类：快断、慢断、常规计算公式：其中：Po：输出功率η效率：(设计的评估值)Vinmin ：最小的输入电压2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。

0.98： PF值六，NTC和MOVNTC 热敏电阻的位置如图4。

图4 NTC热敏电阻图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。

图4中RV为MOV压敏电阻，压敏电阻是一种限压型保护器件,过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等七，XY电容图5 X和Y电容如图X电容，Y电容。

RCC 電路架構原理Edit by Eric Tseng一、前言RCC (Ring Choke Converter)電路為一價格較低之交換式電源供應器，其為自激式，不需振盪電路，因此電路結構比較簡單，在數w 至50w 以下應用較為廣泛。

由於RCC 之振盪頻率會隨輸入電壓或負載之不同而改變，因此在較寬的輸入電壓範圍工作下，其特性較不易掌控，且其動作受切換電晶體及其他零件特性左右甚多，因此零件的選取大大地決定RCC 架構整體的特性與穩定度。

另外，溫度亦為影響電路穩定性之重要因素。

雖然RCC 之特性不易掌控，但如果設計時能嚴謹、反覆review ，其成本低、體積小的優點仍足以在小power 之converter 上占有一席之地。

二、工作原理RCC 電路之由來乃為Buck-Boost Converter 之衍生。

Buck-Boost Converter 之架構在T on 期間，Q1導通，L1上之電壓 dtdi L V V i L⋅==L1上之電流LT V I oni L ⋅=L1此時為儲能；D1因逆向偏壓，故不導通，輸出由Co 維持。

在T off 期間，Q1截止，為了維持電感器上電流的連續性，L1中所儲存之 能量必須釋放，故L1上之電壓此時極性反轉以使D1能成為順向偏壓，而 將能量釋放至Co 與負載。

V L = -V o ，LT V I offo L ⋅=L1此時為釋能；D1為順向偏壓，I d = I L ，Co 充電至-V o 。

Buck-Boost Converter 工作波形圖：若要取得V i 與V o 之隔離，可將L1以1:1的方式做成變壓器。

若將Q1放到N p 的下面，並將Ns 極性反轉，D1及Co 易跟著極性反 轉，則此Buck-Boost 便如下圖所示：若將Q1加上正回授之驅動繞組及啟動電阻，則電路即成為如下圖所示之 標準RCC 電路。

此電路動作原理如下:當V in 提供電壓之RCC 電路時，經由啟動電阻Rs 提供電流至電晶體Q1 之base ，使Q1 ON 。

第二章：设计原理目前市场上流通的手机充电器外观五花八门，但是原理却相同，国产充电器一般来说都没有光藕作为稳压反馈，因此输出功率和整机效率较低，可靠性能较差，一般都过不了3C 认证，EMI，EMC都会存在一些问题。

本章所讲的原理可以制作所有手机充电器，只要变动几个参数即可，原理一样，BOM不同，下面开始讲述其原理。

原理图如下：原理说明：自激反激式电源较为传统的为RCC模式，特点就是成本较低，易于生产，变换的实现主要靠开关变压器的初级和辅助绕组形成电感式振荡器来完成，PWM波形没有它激式规则，输出纹波比一般的正激式的偏高，输出绕组既做储能电感，又作滤波电感用，因此单端反激式变换器不需要输出电感，设计结构比较简单，易于大批量生产。

R1为保险丝电阻，这种电阻与普通电阻和保险丝在制作工艺上有较大区别，其取值与R6，变压器和开关管有关，R6为限流保护电阻，保护开关管Q1，计算方法为：我们通过对变压器的设计知道流过变压器的电流的大小Ip（请参考网站上的变压器设计公式），这个值的大小与开关管的Ic是一样的，如果开关管容许的最大电流为Ic（Ip）=100mA（初学者可以根据开关管的参数表进行确定），那么R6= 0.7V/Ic=0.7/0.1=7欧姆，取标准值6.8欧姆，如果IcMAX=100 mA，那么，R1上的电流值一般取3-5倍的Ic，在此取500 mA，电阻的额定功率为0.5W，那么R1= P/（I*I）=0.5/（0.5*0.5）=2欧姆。

说明：如果是保险丝，电阻值可以不必计算。

D1,D2,D3,D4有些手机充电器厂家为了节约成本，将此电路用一只二极管进行整流，优点是成本低，缺点就是带载能力差，输入电压适应范围小，输出纹波和噪声较大，其参数确定为：二极管耐电流为Ic（Ip）的3-5倍，反向击穿电压为输入整流后的直流电压Vindc的3-5倍，通常使用1N4007即可，如输入电流Ic（Ip）较大，可以选用电器参数更加高的二极管桥堆。

RCC设计的关键是PF值, 就是功率频率乘积. RCC工作在TM模式(临界电流状态), 经过计算推论, PF为.PF=N*(Vo+Vd)*(Vo+Vd)/[2Lp*(1+N(Vo+Vd)/Vp)*(1+N(Vo+Vd)/Vp)]其中, N为初次圈数比, Vo为输出电压, Vd为输出整流二极管正向压降, Lp为初级电感量.所以, 当电路参数确定完之后, 在输入电压一定时, PF是定值,所以, 轻载频率高, 重载频率低. 举例说, 输入220Vrms, 输出+5V, 3Amax. N=20, 则PF=140,000, 如果Po=5W, when请问：图中的C10,R14是什么作用,怎么工作的?输出整流常用肖特基,Vrrm比较低, 所以R14 C1O在线路中可部分限制次级线圈的尖峰电压, 它是双向的RC吸收回路, 时间常数很小, 对次级电压的上下沿起作用.同时, 此回路的使用, 可使初级开关管漏极电压少许回落, 提高MOSFET工作可靠性.请问：此RC网络怎么设计?理论上次级电压(距形波)上下沿都很工整, 但实际变压器初对次, 次对初, 都有漏感存在, 导致上下沿有尖峰振铃, RC的功效就是尽量减少以致完全消除.RC选择是, R应刚好等于次级LC回路的特性阻抗, C的选择大致等于次级LC回路电容值10倍以上, 但太大会影响整机效率. 通常RC选择先理论确定大致参数, 再实际调整, 要看次级波形进行.另外, 有些人会看到大部分电路把RC接在整流二极管PN两断, 其实和本图接法大同小异, 只是RCC电路整流二极管反向恢复电量的负作用不是很明显, 所以我个人倾向于这种接法.请问：正激导通期间电解电容C9两端为反向电压,对此电解电容有什么要求呢?去掉R12如何?1.正激期间C9两端还是正电压! 你可用SCOPE抓波形看看. 你所谓的反电压是在N2线圈两断, 此电压和C9上电压刚好叠加一起, 通过ZCD回路正激MOSFET.2. 关于C9的容量大小, 根据RCC的工作原理, 它应该至少小与主输出回路的总电容(C11+C5)的1/10, 也就是说, C9两端电压应保持少许变动, 而主输出电压是恒定不变的.3. R12是ZCD回路(R4&C8)的放电回路, 它能使RCC工作更稳定, 最好保留.但如果C9还给另外第三者电路供电, 这个电阻就可放心去掉.根据N2和N3的相位关系, 在电路正常工作后, 电容C9上电压和输出相位一致.是正电压.Lp 是初级感量OCP-电流保护Vovp 过压保护电压阀值Vaux 辅助绕组电压Ns 次级圈数Naux 辅助绕组圈数讲讲R4,C8吧.R4, C8是ZCD元件(zero current detect), 也就是检测变压器的能量何时刚好全部转移到负载上去, 也就是在刚转移完后, 马上是功率MOSFET进行一下周期的工作, 于是临界模式就这样确定了.在电路的冷启动时, 需要启动电阻, 所以有上述讨论的两个串联电阻, 但在电路稳定工作后, 启动电阻的作用应被强行中止, 所以要是启动电阻和MOSFET的输入电容Ciss的时间常数远大于电路的最低工作周期, RstCiss远小于Tmin, 这样一来, 启动电阻在正常工作后就不起作用.C8也是启动时的隔直电容, 一般, C8>10Ciss.另外, 本人初入道时以为R4, C8为影响电路的工作频率, 但今天看来, 是完全错误的观点.对初级:Vp = Lp* Ippk / Ton次级:Vo+Vd = Ls * Ispk / Toff然后初次级每圈伏秒值相等Vp * Ton = N * (Vo+Vd) * Toff N = Np/Ns接着, 输出平均电流Io = 0.5 * Toff/T * Ispk输出功率为Po = Vo * Io最后计算Po*(1/T), 就可以了, 我写了主要思路, 没有时间弄得很详细的, 我想对这个问题感兴趣的网友都能把其它步骤得出.输出电流的取舍, 实际上你要先定好电路输出的最大平均电流和瞬间输出PEAK电流, 把他们反射回初级POWERMOSFET源极, 就可以决定取多大SENSE电阻, 当然估算后还要实践做微调. Po=0.5*L*I*I, 也可据此估计变压器的初级电感.您能具体讲讲R10、ZD2是如何起作用的吗??C9上的电压是正比于输出电压的, 所以, 如果其它问题造成输出过压, 可通过R10, ZD2起到一定的保护作用.知道稳压有两种方法吗?1是通过光藕把初次级联系起来构成稳压环路, 2是初级稳压(以前用很多, 包括电视机开关电源, 用这种方法可设计好可达+/-10%的精度, 并且使用多年还没问题), 只不过在这里, 稳压管和电阻串联, 是有条件的初级稳压,条件是输出在正常值之外才起作用, 之内是光藕回路起作用.所以, 要认真设计稳压管和电阻串联回路.看完大家的討論好像沒人知道RCC真正的動作模式.板主提供的線路真正的基本精神還是脫離不了變壓器.一個Lp的參數才是主導整個線路的命脈.其它的零件都可以暫時不管它.各位還是要先了解變壓器的BH曲線是如何與電特性結合在一起的觀念才能真正控制RCC的輕中重載的頻率.事實上控制頻率真正的主角是變壓器Lp.N是控制Vds的最大耐壓.因為RCC是標準QR MODE所以為了達到伏秒平衡只能改變頻率來達成諧振目的.其實Lp的大小依然控制另一項重要參數是二次側peak電流的大小.它對二次側的電容有關鍵性的權利.如果能夠結合這個關鍵性的等式.那就恭喜你已經打通FLYBACK的竅門.從這裡你就可以回推一次側的Ipeak.有了這個參數你就可以推導出MOSFET規格對不對.H的大小是多少Oe.NI值會不會飽和等.B的大小在各種電壓下.總之如果你沒有材質資料以上都是空談.最後請各位真正去向鐵心廠商要完整資料好好體會一下AL,BH,NI之間的關係.相信你會發現真正的開關電源是什麼樣子.共勉之!!台湾人译着阻隔振荡变换器.Lp是指主T的感量.控制著儲能電流的斜率.經過電阻激發SCR ON關閉MOSFET.當MOSFET 關閉時進行能量轉移到二次側.你可以想一下SCR為什麼會OFF條件如何形成.當磁能退化到Br時MOSFET的GATE再度充電而TURN-ON.如此週而復始.所以上升的速度決定下降的時間.因此Lp大小控制頻率.只是什麼樣的Lp及鐵心大小最適合你的需求就要自己多多累積經驗跟理論基礎設定初始值了.多點想像力會幫助你學得快樂.不要鑽牛角尖要能反向思考.正反都能說對那它就是對的.我是以板主提供的線路圖為基準.當MOSFET TURN ON時IDS是以VIN/LP線性上昇.在R11上產生電壓降去激發Q2Q3所組成的SCR線路.當SCR被激發時MOSFET的VGS會被短路.而使得MOSFET OFF產生FLYBACK作用能量轉移二次側.但是如何使得SCR OFF就是關鍵問題了.只要SCR能OFF MOSFET才有可能再TURN ON.不知這樣說明你會明白嗎.以上請參考.RCC线路工作在临界电流模式状态, 在初级MOSFET导通期间, 初级线圈可看做一个电感, 根据公式V=L*dI/dt, dt就是Ton, 可以知道Ton有Vin, L(初级感量)决定. 在次级导通时, 仍然用公式V=L*di/dt理解, 此时dt是Toff, 由次级感量L和输出电压V决定. 以上可得其实按经验而言, 因为RCC工作在TM下, 所以它的Duty cycle由下式决定:D = Vor/(Vdc+Vor)Vor是次发射到初的反射电压, Vdc是桥整后大电解电容上电压.设计原则: 要求D<0.45(在Vdc是最小, 如AC90V or AC 180V), 同时输出功率最大时候.所以设计步骤是先定D(占空比), 然后根据AC输入范围确定Vor, 其次根据输出电压和次级整流管压降确定变压器初次圈数比N, N定好后根据所选变压器骨架磁芯确定初级圈数(此处先不管线路频率), 所以自然次级圈数就定了.........至于频率, 调整GAP可以变动.对于这个Vor次发射到初级的反射电压的作用,不太理解.由AC确定Vor后,Vor有什么用?因为D已经确定了阿?输出电压和整流管压降师已知的,与Vor无关,那么这个Vor有什么作用?其实我也在拿你说的知识来对比理解反激式的原理.其基本原理我认为与RCC差不多,只不过运作方式不同.再次感谢楼主Yansn,让我受益匪浅Vor is "output reflect voltage", 即次级反射到初级的电压在次级别导通期间. 反射电压是客观存在的, 是有初次级圈数比和次级线圈两段的电压决定, 而次级两断电压又由输出电压Vo和管压降Vf(about 1v for fast recovery diode, 0.8v for SBD)相加决定.根据变压器原理, 和磁滞环线, 变压器中磁通要在工作中平均恒定, 虽然瞬间有比如说正向的变化, 但必须在紧接着又负向的变化, 以保证总磁通稳定. 否则, 变压器磁通会逐渐增大, 向无穷大方向变化, 当然就是实际的饱和, 饱和后线圈的电感量急剧降低, 相当于空心线圈, 然后引起电流很大, 超过串联的POWER MOSFET承受能力, 而烧毁POWER MOSFET.再用形象化的语言描述, 磁通复位, 就是变压器初级主线圈的正负向VT值(电压时间乘积)必须相等, 才有公式Vdc*Ton = Vor*Toff, and then we get: D = Vor/(Vdc+Vor)首先谢谢你提出如此有价值且尖锐的问题, 技术的东西就需要这样一起讨论才能让我们各位进步!关于反馈的接法,的确有两钟, 电感前和后, 但我看来各有利弊.1) 接在电感前, 瞬态响应好, 输出纹波也是稍微象你说的那样变小, 但TL431取样电路采样进来的噪音太大, 电路容易自激.另外, 在大电流输出负载变动时候, V0输出电压有些不太稳定, 要记住电路中所有点只有R19上端点的电压最稳定.2) 接在电感后, 对输出电压的稳定很有好处, 同时此时电感充当了整个控制环路一个滞后的电抗元件, 只要电感量不是很大, 回路补偿是相对容易好调整. 至于输出纹波, 因为本身有一个LC回路, 并不见得会增加多少, 你可实际对比测试, 因为从直流角度出发, 电感前的电压也是相当稳定的.。

简述2.5W小功率RCC开关电源制作在输出小于50W的小型开关电源系统中，目前在设计上有很多种，但RCC方式被运用的可以说是最多的。

RCC（即Ringing choke convertor）的简称，其名称已把基本动作都附在上面了。

此电路也叫做自激式反激转换器。

RCC电路不需要外部时钟的控制，由开关变压器和开关管就可以产生振荡的原因，使线路的结构非常的简单，这样就致使成本低廉。

所以可以用之中电路来做出地价格的电源供应器。

而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。

RCC电路的主要优缺点如下：1、电路结构简单，价格成本低。

2、自激式振荡，不需要设计辅助电源。

3、随着输出电压或电流的变化，启动后，频率周期变化很大。

4、转换的效率不高，不能做成大功率电源。

5、噪声主要集中在低频段。

市售便携式CD/VCD机的交流适配器电路如附图所示。

该适配器标称输出为5V、500mA,体积为7×4×1.8cm,重量约180g,其功率体积比明显优于普通工频变压器适配器。

在市电220v输入时测试其输出电压在空载和VCD机正常播放时约为5.2V,无明显变动。

该适配器随机售出无图纸，印刷板无元器件编号，图中元器件数值为笔者实测，电路系根据实物绘出。

虽然电源的Q16、Q17标识已被砂纸打去，但根据电路结构和管子体积形状可以推断Q16为MJE13003、Q17为8050.适配器是英语Adapter/adaptor的汉语翻译。

适配器就是一个接口转换器，它可以是一个独立的硬件接口设备，允许硬件或电子接口与其它硬件或电子接口相连，也可以是信息接口。

比如：电源适配器、三角架基座转接部件、USB与串口的转接设备等。

该适配器不同于一般脉宽调制开关电源。

Q16为开关管，R84为起动电阻，R83、C15为正反馈RC元件。

D5为C15的放电通路。

Q17为脉冲控制管，其基极R82的电压降组成开关管Q16的过流保护电路，R81、C12作为隔离电路。