开关电源之高频变压器设计

正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。

根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。

下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。

1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。

正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。

反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。

要制造好高频变压器要注意两点:一就是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便就是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部就是不走电流的实习就是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。

选用多股细铜线并在一同绕,实习便就是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。

二就是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的就是削减高频漏感与降低分布电容。

1、次级绕组:初级绕组绕完,要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。

这样可减小初级绕组与次级绕组之间分布电容的电容量,也增大了初级与次级之间的绝缘强度,契合绝缘耐压的需求。

减小变压器初级与次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。

若就是开关电源的次级有多路输出,而且输出之间就是不共地的为了减小漏感,让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。

若就是这个次级绕组只要相对较少几匝,则为了改善耦合状况,仍就是应当设法将它布满完好的一层,如能够选用多根导线并联的方法,有助于改善次级绕组的填充系数。

其她次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。

当开关电源多路输出选用共地技能时,处置方法简略一些。

次级能够选用变压器抽头方式输出,次级绕组间不需要采用绝缘阻隔,从而使变压器的绕制愈加紧凑,变压器的磁耦合得到加强,能够改善轻载时的稳压功能。

2、初级绕组:初级绕组应放在最里层,这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短,从而使整个绕组的用线为最少,这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。

通常状况下,变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组,可使变压器的漏感为最小。

初级绕组放在最里边,使初级绕组得到其她绕组的屏蔽,有助于减小变压器初级绕组与附近器材之间电磁噪声的相互耦合。

初级绕组放在最里边,使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端,可削减变压器初级对开关电源其她有些电磁打扰的耦合。

3、偏压绕组:偏压绕组绕在初级与次级之间,仍就是绕在最外层,与开关电源的调整就是依据次级电压仍就是初级电压进行有关。

AP表示磁心有效截面积与窗口面积的乘积。

计算公式为AP=AwAe式中，AP的单位是cm4；Aw为磁心可绕导线的窗口面积(cm2) Ae为磁心有效截面积(cm2)，Ae≈Sj=CD，Sj为磁心几何尺寸的截面积，C 为舌宽，D为磁心厚度。

根据计算出的AP值，即可查表找出所需磁心型号。

下面介绍将AP法用于开关电源高频变压器设计时的公式推导及验证方法。

1 高频变压器电路的波形参数分析开关电源的电压及电流波形比较复杂，既有输入正弦波、半波或全波整流波，又有矩形波(PWM波形)、锯齿波(不连续电流模式的一次侧电流波形)、梯形波(连续电流模式的一次侧电流波形)等。

高频变压器电路中有3个波形参数：波形系数(Kf)，波形因数(kf)，波峰因数(kP)。

1)波形系数Kf为便于分析，在不考虑铜损的情况下给高频变压器的输入端施加交变的正弦电流，在一次、二次绕组中就会产生感应电动势e。

根据法拉第电磁感应定律，e=dΦ／dt=d( NABsinωt)／dt=NABoωcosωt其中N为绕组匝数，A为变压器磁心的截面积，B为交变电流产生的磁感应强度，角频率ω=2Πf。

正弦波的电压有效值为在开关电源中定义正弦波的波形系数Kf=√2*Π=4.44利用傅里叶级数不难求出方波的波形系数。

2)波形因数kf为便于对方波、矩形波、三角波、锯齿波、梯形波等周期性非正弦波形进行分析，需要引入波形因数的概念。

在电子测量领域定义的波形因数与开关电源波形系数的定义有所不同，它表示有效值电压压(URMS)与平均值电压之比，为便于和Kf区分，这里用小写的kf表示，有公式以正弦波为例，这表明，Kf=4kf，二者相差4倍。

开关电源6种常见波形的参数见表1。

因方波和梯形波的平均值为零，故改用电压均绝值来代替。

对于矩形波，表示脉冲宽度，丁表示周期，占空比D=t／T。

2 用AP法( 面积乘积法)选择磁心的公式推导令一次绕组的有效值电压为U1，一次绕组的匝数为NP，所选磁心的交流磁通密度为BAC，磁通量为Φ，开关周期为T，开关频率为f,一次侧电流的波形系数为Kf，磁心有效截面积为Ae(单位是cm2)，有关系式考虑Kf=4kf关系式之后，可推导出同理，设二次绕组的有效值电压为US，二次绕组的匝数为NS，可得设绕组的电流密度为（单位是A/cm2)，导线的截面积为S=I／J。

摘要：阐述了高频开关电源热设计的一般原则，着重分析了开关电源散热器的热结构设计。

关键词：高频开关电源；热设计；散热器1 引言电子产品对工作温度一般均有严格的要求。

电源设备内部过高的温升将会导致对温度敏感的半导体器件、电解电容等元器件的失效。

当温度超过一定值时，失效率呈指数规律增加。

有统计资料表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10％；温升50℃时的寿命只有温升为25℃时的1/6。

所以电子设备均会遇到控制整个机箱及内部元器件温升的要求，这就是电子设备的热设计。

而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的最重要的因素，为此对整体的热设计有严格要求。

完整的热设计包括两方面：如何控制热源的发热量；如何将热源产生的热量散出去。

最终目的是如何将达到热平衡后的电子设备温度控制在允许范围以内。

2 发热控制设计开关电源中主要的发热元器件为半导体开关管（如MOSFET、IGBT、GTR、SCR等），大功率二极管（如超快恢复二极管、肖特基二极管等），高频变压器、滤波电感等磁性元件以及假负载等。

针对每一种发热元器件均有不同的控制发热量的方法。

2.1 减少功率开关的发热量开关管是高频开关电源中发热量较大的器件之一，减少它的发热量，不仅可以提高开关管自身的可靠性，而且也可以降低整机温度，提高整机效率和平均无故障时间（MTBF）。

开关管在正常工作时，呈开通、关断两种状态，所产生的损耗可细分成两种临界状态产生的损耗和导通状态产生的损耗。

其中导通状态的损耗由开关管本身的通态电阻决定。

可以通过选择低通态电阻的开关管来减少这种损耗。

MOSFET的通态电阻较IGBT的大，但它的工作频率高，因此仍是开关电源设计的首选器件。

现在IR公司新推出的IRL3713系列HEXFET(六角形场效应晶体管)功率MOSFET已将通态电阻做到3mΩ，从而使这些器件具有更低的传导损失、栅电荷和开关损耗。

美国APT公司也有类似的产品。

高频开关电源变压器的优化设计及其应用研究摘要：在开关电源当中，变压器是实现核心性能的关键技术组件，因此要把控合理设计与应用。

本文通过分析高频开关电源变压器的构成及发展现况，进一步分析了变压器的优化设计方向与实际应用。

关键词：优化设计；变压器；高频开关电源引言：目前的开关电源正不断向高频化的方向发展，因此其相应的变压器装置也开始采用高频形式，基于此，本文主要围绕着高频开关电源变压器的内部设计展开的研究，希望能够对高频开关电源变压器的实际应用有所帮助。

1.高频开关电源变压器的构成及发展现况1.1高频开关电源变压器的构成与分类高频开关电源变压器中，其开关器件是基于半导体功率，因此也可称之为开关管，而控制开关管在高频下进行关闭与开通操作，从而实现将某种电能的形态转换为其他类型电能形态，这种性能的装置就叫做开关转换器。

以开关转换器为关键部件，再利用闭环自动控制方式对输出电压进行稳定处理，同时，整个电路中还配有相应的保护电源，这种情况下的电源就叫做开关电源，而使用高频的转换器做电源开关工作的转换装置，就被称作高频开关电源，其一般是采用高频DC 转换器。

在高频开关电源当中，其运行的最基本路线包括整流滤波电路、开关型的功率变换装置、控制电路以及交流直线转换电路，而其相应的变压器装置可采用以下几种分类方式。

一是基于不同的驱动方式来划分为自激式驱动变压器以及他激式驱动变压器；二是根据电路的拓扑结构来划分变压器类型，具体可分为两类，包括隔离式变压器与非隔离式变压器，其中隔离式变压器装置还可划分为半桥式变压器、全桥式变压器、反激式变压器、正激式变压器以及推挽式变压器，非隔离式变压器则包括升压型变压器与降压型变压器；三是基于输入与输出之间是否存在电器隔离来划分变压器类型，有电器隔离则为隔离式变压器，无电器隔离则为非隔离式变压器；四是基于DC的开关条件或DC转换器类型来划分，可分为软开关型变压器与硬开关型变压器[1]。

1.2开关电源技术的发展现况电源从上世纪60年代开始就得到使用，一开始大部分使用电源的电子产品都是线性电源结构，这种电源在原理上存在许多局限，且电源本身的体积大、重量高，还具有损耗大的缺点，随后，一种基于开关调节器的直流稳压电源逐渐将其取代，对于开关电源技术的集中化研究开始于上世纪90年代，当时使用的开关电源是基于DC/DC转换器，并采用脉冲宽度调制方式来实现功能，随后还有许多新型电源材料逐渐问世，包括高频磁性材料以及半导体材料，这些材料的应用也使得开关电源的频率得到进一步增长，当前，国内外的开关电源技术都已经实现市场化发展，国内自主研发的开关电源变压器装置也逐渐变多，但大部分变压器的频率较小，高频开关电源变压器的研究还有待加强，近年来，随着对高频开关电源变压器的研究力度加大，该项技术的发展也得到了跨越式的进步[2]。

一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

待求参数项详细公式1副边电压VsVs = Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

3临界输出电感LsoLso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4实际工作占空比θon如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则：θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5导通时间TonTon =θon /f6最小副边电流IsminIsmin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7副边电流增量ΔIsΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8副边电流峰值IsmaxIsmax = Ismin+ΔIs9副边有效电流IsIs = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10副边电流直流分量IsdcIsdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11副边电流交流分量IsacIsac = √(Is2- Isdc2)12副边绕组需用线径DsDs = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213原边励磁电流IcIc = Vp*Ton / Lp14最小原边电流IpminIpmin = Ismin*Ns/Np15原边电流增量ΔIpΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16原边电流峰值IpmaxIpmax = Ipmin+ΔIp17原边有效电流IpIp = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18原边电流直流分量IpdcIpdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19原边电流交流分量IpacIpac = √(Ip2- Ipdc2)20原边绕组需用线径DpDp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221最大励磁释放圈数Np′Np′=η*Np*(1-θon) /θon22磁感应强度增量ΔBΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23剩磁BrBr = 0.1T24最大磁感应强度BmBm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗PFe (100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：PFe = 600磁芯材质PC40：PFe = 45026选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* PFe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27磁芯损耗PcPc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228气隙导磁截面积Sg方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29有效磁芯气隙δ′δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005：δ=δ′如果δ′/lc＞0.03：δ=μo*Np2*Sc/Lp否则δ=δ′*Sg/Sc31穿透直径ΔDΔD = 132.2/√f32开关管反压UceoUceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33输出整流管反压UdUd = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34副边续流二极管反压Ud′Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器：No待求参数项详细公式1副边电压Vs如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np)否则： Vs = Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

关于大功率高频变压器的设计设计高频变压器首先应该从磁芯开始。

开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。

磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。

磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。

高的电阻率，则涡流小，铁耗小。

新晨阳电容电感铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。

高频变压器的设计通常采用两种方法[3]：第一种是先求出磁芯窗口面积AW 与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。

注意：1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。

2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。

同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。

对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。

单片开关电源高频变压器的设计要点高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。

单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。

在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。

高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，新晨阳电容电感单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性（EMC）。

驻马店职业技术学院毕业设计标题问题：开关电源的高频变压器设计学生姓名：徐前学号:8学部（系）：机电学部专业年级： 08应电指导教师：张亚兰职称或学位：助教2021 年 4 月 10 日目录摘要 (2)Abstract (2)前言 (3)1.国表里研究现状 (4)2.高频变压器的基本原理及其感化 (4)3.常见的带隔离的开关电源中变压器的感化 (5)3.1正激电路 (6)3.2反激电路 (7)3.3半桥电路 (8)3.4全桥电路 (9)3.5推挽电路 (10)4.开关电源的高频变压器设计 (11)4.1高频变压器的设计原则与设计要求 (11)4.2高频变压器的设计方式 (11)4.3一种实际高频变压器的设计过程 (15)4.4 30KHZ高频开关电源变压器设计 (15)结束语 (18)参考文献 (19)致谢 (20)摘要随着电源技术的不断发展，高频化和高功率密度化已经成为开关电源的研究标的目的和发展趋势，变压器是开关电源的核心部件，并且随着频率和功率的不断提高，其对电源系统的性能产生影响也日益重要，因此高频开关电源的变压器设计是实现开关电源发展方针的关键。

本文主要研究高频变压器的工作原理，感化和分类。

高频变压器和低频变压器的工作原理一样.就是频率分歧所用的铁芯材料分歧.低频变压器一般用铁芯,高频变压器用铁氧体磁芯或空芯。

变压器的工作原理是用电磁感应原理工作的。

常见的带隔分开关电源按按电路的拓扑结构：正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式，本人简单介绍其工作原理，了解变压器在开关电源中的感化。

变压器设计其实就是实现开关电源发展方针的关键，高频变压器的设计要求包孕:使用条件,完成功能,提高效率,降低成本。

关键字：开关电源，高频变压器设计High-frequency switching power transformer designWith the continuous development of power technology, high-frequency and high power density switching power supply technology has become the research and development trend, switching power supply transformer is the core component, and with increasing frequency and power, its power supply system increasingly important impact on performance, so high-frequency switching power supply switching power supply transformer design is to achieve development goals.This paper studies the working principle of high-frequency transformer, function and classification. With the isolation of several commonly used in switching power supply transformer switch roles and work. And design a 30KHZ frequency switching power supply transformers.Keywords: switching power supply design of high-frequency transformer前言随着电子信息技术的不断发展，各类电子设备的电源系统在客观上要求小化、轻量化和高可靠性，制约这个方针实现的根本技术就是开关电源高频化技术。

AP表示磁心有效截面积与窗口面积的乘积。

计算公式为AP=AwAe式中，AP的单位是cm4；Aw为磁心可绕导线的窗口面积(cm2) Ae为磁心有效截面积(cm2)，Ae≈Sj=CD，Sj为磁心几何尺寸的截面积，C 为舌宽，D为磁心厚度。

根据计算出的AP值，即可查表找出所需磁心型号。

下面介绍将AP法用于开关电源高频变压器设计时的公式推导及验证方法。

1 高频变压器电路的波形参数分析开关电源的电压及电流波形比较复杂，既有输入正弦波、半波或全波整流波，又有矩形波(PWM波形)、锯齿波(不连续电流模式的一次侧电流波形)、梯形波(连续电流模式的一次侧电流波形)等。

高频变压器电路中有3个波形参数：波形系数(Kf)，波形因数(kf)，波峰因数(kP)。

1)波形系数Kf为便于分析，在不考虑铜损的情况下给高频变压器的输入端施加交变的正弦电流，在一次、二次绕组中就会产生感应电动势e。

根据法拉第电磁感应定律，e=dΦ／dt=d( NABsinωt)／dt=NABoωcosωt其中N为绕组匝数，A为变压器磁心的截面积，B为交变电流产生的磁感应强度，角频率ω=2Πf。

正弦波的电压有效值为在开关电源中定义正弦波的波形系数Kf=√2*Π=4.44利用傅里叶级数不难求出方波的波形系数。

2)波形因数kf为便于对方波、矩形波、三角波、锯齿波、梯形波等周期性非正弦波形进行分析，需要引入波形因数的概念。

在电子测量领域定义的波形因数与开关电源波形系数的定义有所不同，它表示有效值电压压(URMS)与平均值电压之比，为便于和Kf区分，这里用小写的kf表示，有公式以正弦波为例，这表明，Kf=4kf，二者相差4倍。

开关电源6种常见波形的参数见表1。

因方波和梯形波的平均值为零，故改用电压均绝值来代替。

对于矩形波，表示脉冲宽度，丁表示周期，占空比D=t／T。

2 用AP法( 面积乘积法)选择磁心的公式推导令一次绕组的有效值电压为U1，一次绕组的匝数为NP，所选磁心的交流磁通密度为BAC，磁通量为Φ，开关周期为T，开关频率为f,一次侧电流的波形系数为Kf，磁心有效截面积为Ae(单位是cm2)，有关系式考虑Kf=4kf关系式之后，可推导出同理，设二次绕组的有效值电压为US，二次绕组的匝数为NS，可得设绕组的电流密度为（单位是A/cm2)，导线的截面积为S=I／J。

高频变压器设计基础知识高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。

在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。

设计高频变压器首先应该从磁芯开始。

开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。

磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。

磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。

高的电阻率，则涡流小，铁耗小。

铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。

高频变压器的设计通常采用两种方法：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。

注意：1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。

2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。

同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。

对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。

单片开关电源高频变压器的设计要点高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。

单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。

在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。

开关电源高频变压器设计步骤步骤1确定开关电源的基本参数1交流输入电压最小值u min2交流输入电压最大值u max3电网频率F l开关频率f4输出电压V O（V）：已知5输出功率P O（W）：已知6电源效率η：一般取80％7损耗分配系数Z：Z表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1表示发生在次级。

一般取Z=0.5步骤2根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB步骤3根据u，P O值确定输入滤波电容C IN、直流输入电压最小值V Imin1令整流桥的响应时间tc=3ms2根据u，查处C IN值3得到V imin确定C IN,V Imin值u(V)P O(W)比例系数(μF/W)C IN(μF)V Imin(V)固定输已知2~3(2~3)×P O≥90入:100/115步骤4根据u，确通用输入:85~265已知2~3(2~3)×P O≥90定V OR、V B 固定输入:230±35已知1P O≥2401根据u由表查出V OR、V B值2由V B 值来选择TVS步骤5根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比DmaxV ORDmax= ×100％ V OR +V Imin －V DS(ON)1设定MOSFET 的导通电压V DS(ON)2应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小步骤6确定初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值K RP ，K RP =I R /I Pu(V)K RP最小值(连续模式)最大值(不连续模式)固定输入:100/1150.41通用输入:85~2650.441固定输入:230±350.61步骤7确定初级波形的参数①输入电流的平均值I AVGP OI A VG=ηV Imin②初级峰值电流I PI A VG I P =(1－0.5K RP )×Dmax③初级脉动电流I Ru(V)初级感应电压V OR (V)钳位二极管反向击穿电压V B (V)固定输入:100/1156090通用输入:85~265135200固定输入:230±35135200④初级有效值电流I RMSI RMS=I P√D max×(K RP2/3－K RP+1)步骤8根据电子数据表和所需I P值选择TOPSwitch芯片①考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值I LIMIT(min)应满足：0.9I LIMIT(min)≥I P步骤9和10计算芯片结温Tj①按下式结算：Tj＝[I2RMS×R DS(ON)+1/2×C XT×(V Imax+V OR)2f]×Rθ＋25℃式中C XT是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容②如果Tj＞100℃，应选功率较大的芯片步骤11验算I P IP=0.9I LIMIT(min)1输入新的K RP且从最小值开始迭代，直到K RP=12检查I P值是否符合要求3迭代K RP=1或I P=0.9I LIMIT(min)步骤12计算高频变压器初级电感量L P，L P单位为μH106P O Z(1－η)+ ηL P= ×I2P×K RP(1－K RP/2)f η步骤13选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数：1磁芯有效横截面积Sj（cm2），即有效磁通面积。

IGBT大功率高频高压开关电源变压器的研制栾松张海峰(辽宁大连大连电子研究所 116021)摘要：主要分析了高频高压变压器的等效电路和研制难点，提出了设计方案。

关键词：开关器件微晶体在国外，70年代开始，日本的一些公司开始采用开关电源技术，将市电整流后逆变为3kHz左右的中频，然后升压，从而减小变压器体积和重量。

进入80年代，高压开关电源技术迅速发展。

德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高到20kH:以上。

使变压器系统的体积进一步减小。

近十年来，随着电力电子技术的进步和开关器件的发展，高压开关电源技术不断发展。

突出的表现是频率在不断提高，如德国的霍夫曼公司高压发生器频率高达40kHz。

另外，高压开关电源的功率也在不断地提高，30kW的大功率高压开关电源在产品上己很成熟，更高功率的高压开关电源也有很快的发展。

可以看出，高压开关电源的发展的主要趋势是:①频率不断提高，②功率不断增加。

我国自90年代初开始对高频化的高压大功率开关电源技术进行研究，静电除尘高压直流电源也实现了高频化，采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流电压逆变为高频电压，然后由高频变压器升压，最后整流为直流高压，在电阻负载条件下，输出直流电压达到72kV，电流达到0.8A，工作频率为20kHz。

因此，高频高压变压器研制是高压开关电源重点。

一、高频高压变压器的等效电路图1（a）图1（b）图1（c）图1高频高压变压器的等效电路图1(a)为变压器等效电感模型，励磁电感Lm 很大，并且与原边绕组并联，因此可以忽略副边的漏感L2折合到原边值，L2和原边的漏感Ll的和为变压器的等效漏感Ls。

图1(b)为变压器分布电容的等效模型，Clg为原边匝间及对地电容;C2g为副边匝间及对地电容;C2为副边各层间电容;C12原副边间电容。

在各分布电容中，C2g较其它分布电容都小，可以忽略;Clg C12和C2的电容值大约为10-100pF，而C2折合到原边后则比Clg和C12大得多，因此Clg和C12可以忽略，在各分布电容中C2起着主导作用，将其折合到原边，可以得到变压器的等效电路模型图1(c)，它由等效漏感Ls，等效电容Cp和理想变压器组成。

开关电源变压器设计 （草稿）开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N工频变压器与高频变压器的比较﹕工频 高频E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZ E ＝4.0f N Ae Bmf=50KHZ N Ae Bm 效率﹕η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm )功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小开关变压器主要工作方式一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.反馈方式: 自反馈; 它反馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD一.隔离方式:二.开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求P N…(SOL.SPC).PN//PN.PN-PN. S N(SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V℃……..三.反馈方式:四.控制方式: PWM: PFM脉冲宽度调制 脉冲频率调制五.常用电路形式:单端正激励FORWARD开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求..单端反激励FLYBACK 调节TON 使能量守恒定1/2*L P *I PK 2=1/2*L S *I SK 2加GAP 曲線Br 下降﹐ΔB 傳遞能力增大﹒傳遞磁能區間增加单端反激励(Flyback)波形分为:临界状态,非连续状态, 连续状态(常用状态).Po=1／2LI pk2*f (η)Vi min=I pk*Lp／TonPo／Vi min I pk=2Po／D max Vi min ( Po=VoIo)Vi min*Ton=I pk*Lp Lp=Vi min*D max／I pk*fNp=Lp*I pk／Ae*ΔB Np= ΔB*Ig／0.4π*I pkIg=0.4πL p I pk2／Ae*ΔB2Vo+VD=Vimin*(Dmax／1-Dmax)*Ns/NpNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vi min*D maxDmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax K=Vi max/Vimin单端反激励(Flyback)设计例题一条件﹕V i =170V－270V ﹐f= 30K HZ V o= 5V, Io=20A, D max=0.45(设计取值)设计﹕1) Vi min=170*1.4-－20=218V, Vi max=270*1.4－20=358VVi min=170*√2-(V D.ΔU) Vi max=270*√2-(V D.ΔU)Vi min=(V iACMIN)2-2Po(1/2fL -tc)2) I pk=2*5*20／218*0.45=2.04A ηCIN Ipk=2Po／DmaxVimin ( Po=V oIo) Po=1／2LI pk2*f (η)3) Lp=218*0.45／2.04*30000=1.6mHLp=Vimin*Dmax ／Ipk*f4) K=358／218=1.64K=Vimax/Vimin5) Dmin=0.45／(1-0.45)*1.64+0.45=0.332Dmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax6) CORE查表100W 选择EER42／15 Ae=183mm2(1.83cm2) Bs=390mT(3900Gs)Core=g/w(f=20k Hz REF)7) WIRE查表或SΦ=√I/3=√20/3=2.58mm 选"铜箔"为佳.PΦ=√2.04/3=0.82,选0.60X2r2*π(2.58/2)2*3.14=5.225 选择19#,Φ=0.98*7 (0.98/2)2*3.14*7=5.277（4Pin并绕）8) Ig=(0.4*3.14*1.6*10-3*2.042／1.83*19502 )*108=0.12cmIg=0.4πLpIpk2／Ae* ΔB29) Np=1950*0.12／0.4*3.14*2.04=91.32T . Np=(0.0016*2.04／1.83*1950)*108=91.46TNp=ΔB*Ig／0.4π*Ipk Np=Lp*Ipk ／Ae*ΔB10) Ns=(5+1)*(1-0.45)*91／218*0.45=3.06T 11）P=1/2*1.6*2.042*30=96WNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vimin* Dmax P=1/2LI2*f单端正激励(FORWARD)设计例题一输入电压﹒Vi= 48V (36~60V), 额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V﹒Io=11A 额定输出功率55W. 最大输出功率65Wf=470kHz (450~500 kHz) δmax=0.42 η=82设计步骤: 选择PC50. 3F3. N49等材质选PC50. EPC25.Ae: 46.4mm2. Le: 59.2mm. B S: 3800G S1): Ipk= Ic= 2POUT / Vinmin= 2*65 / 36= 3.6A2): Np= Vinmax*108 / (4FBmax*Ae) 取Bmax=2000G= 60*108 / (4*450K*2000G*0.464)= 4TS, 调整为6TS3): Ns= Np *(Vo+V D) / (Vi*δmax)= 4* (5.5+1)/(36*0.42)= 1.7TS 调整为2TS4): 反馈绕组. N= Np*(15+1) / (36*0.42)= 6*16/(36*0.42)= 6TS5): 选择绕组线径Np: Φ0.1*120CNs: Φ0.1*200CN: Φ0.256): 由于为安全电压.故不须包MARGIN TAPE.单端正激励(FORWARD)设计例题二输入电压﹒Vi= 100V (85V~135V),额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V(4.5-5.5)﹒Io=20Af=200kHz δmax=0.42设计步骤: 选择PC40..TP4等材质选TP4. EE28C.Ae: 87.4mm2. B S: 3800G S 取Bmax=2000G1): T=1/fo=1/200K=5us2): Tonmax=T*Dmax=5*0.42=2.1us3): V2min=(Vo+VL+VF)*T/Tonmax=(5.5+0.2+0.5)*5/2.1=14.8V4): n=V2min/V1min=14.8/100=0.1485): N2=(V2min*Tonmax/Bs*Ae)*104 =(14.8*2.1/2000*87.4)* 104=1.83T︽2T6): N1 =N2/ n=2/0.148=13.5T︽14TTonmax=(Vo+VL+VF)*T/ V2min=2.09 Dmax= Tonmax/T=2.09/5=0.418︽0.42优化设计举例1）绕线空间设计: 变压器绕线空间设计得好﹐使其耦合传递最佳﹐发挥功率更佳﹐干扰更小﹐例一﹐ETD44A V 音响主功率变压器1－2 Φ0﹒35 X725T1－2 Φ0﹒21 X10X2 25T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T2－3 Φ0﹒21 X10X2 25T2－3 Φ0﹒35 X7 25T减小绕线高度﹐对理线较合理﹒例二﹐EI22 DVD 辅助变压器1－X Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 6--8-------------------- 6--8-------------------- 6--9--------------------6--9--------------------X －2 Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 增强耦合性能﹐采用并联绕线﹐合理安排接线工艺﹐减小漏感﹒例三﹐EER28 DVD 主功率变压器 3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X2 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13---------------------- 2--1 Φ 0.40 25T3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X5 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T加大耦合﹐减小漏感﹐提高负载能力﹒17--15 Φ0.40X2 4T随着变压器的小形化﹐可以根据爬电距离来实现安全性能要求﹐设计产品的 目的﹐主要满足用户要求﹐符合安全性能规定﹒1﹒干燥空气爬电耐压距离﹕ 经验距离为1mm /1000V ﹒2﹒TAPE （0﹒025／0﹒065）P －S 三层规定﹕ 1层>4000V 延伸变形后＞1500V ﹒ 3﹒S 线圈－S 线圈之间爬电耐压距离﹕ ＞1500V ＞1.5mm ﹒4﹒边缘胶带MARGINTAPE 爬电耐压距离﹕ 边缘安胶W=3mm 可根据Vi 电压W1.5－2.mm ﹒ 5﹒采用TEX －E 线解决耐压距离﹕ 三重绝缘线 层>6000V 延伸变形后耐压下降﹒6﹒胶带绝缘层解决耐压距离﹕胶带村垫SOL 一层SPC 二层﹐反贴胶带等﹒ 7﹒规格耐压条件(3.0KV/60’ 2mA) 制程条件UL3.0KV ＊1.2倍/2’ 2mA ﹒ 8﹒层间耐压要求﹕有关﹒3）开关变压器的参数分析1.关于集肤效应可选用多股线（满足b>a a=r2πb= r2π*x x= x股线）满足高频负载电流﹐降低变压器温升﹒2. 关于L k与Cp是一对矛盾﹐一般要求变压器平衡L k与Cp参数﹐L k不要追求愈小愈好﹐Cp 的增加会引起噪声的增加﹒开关变压器GAP&L K1﹒气隙GAP设计大小与所需要的传递能量有关﹐GAP大气隙长度增加也就是气隙体积增加﹐电感下降﹒GAP小容易引起电感饱和﹒2﹒气隙GAP传递能量大小与使用的工作频率有关﹐高频时（＞60KHZ）磁芯损耗加大﹒3﹒LEAKAGE漏感﹕初级绕组P&S次级主绕组相邻紧密﹐耦合面积大﹐（P﹒S夹绕）漏感量小﹒S次级主绕组如果匝数少﹐疏绕或者增加匝数﹐也可减小漏感量﹒。