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三相并网逆变器LCL滤波特性分析及控制研究一、概述随着可再生能源的快速发展，三相并网逆变器在分布式发电系统中扮演着越来越重要的角色。
由于并网逆变器产生的谐波会对电网造成污染，影响电能质量，滤波器的设计成为了一个关键问题。
LCL滤波器以其良好的滤波效果和较小的体积优势，在三相并网逆变器中得到了广泛应用。
LCL滤波器由电感、电容和电感组成，其特性分析对于优化滤波效果、提高电能质量具有重要意义。
本文将对三相并网逆变器LCL滤波器的滤波特性进行深入分析，包括其频率特性、阻抗特性等，以揭示其滤波机理和影响因素。
为了充分发挥LCL滤波器的优势，对逆变器的控制策略进行研究也是必不可少的。
本文将对三相并网逆变器的控制策略进行探讨，包括传统的PI控制、无差拍控制以及基于现代控制理论的先进控制策略等。
通过对不同控制策略的比较和分析，旨在找到最适合LCL滤波器的控制方法，以提高并网逆变器的性能和稳定性。
本文旨在通过对三相并网逆变器LCL滤波特性的分析和控制研究，为优化滤波效果、提高电能质量提供理论支持和实践指导。
这不仅有助于推动可再生能源的发展，也为电力电子技术的创新和应用提供了新的思路和方法。
1. 研究背景和意义随着可再生能源的快速发展和智能电网建设的深入推进，三相并网逆变器作为新能源发电系统与电网之间的关键接口设备，其性能与稳定性对于电力系统的安全、高效运行至关重要。
在实际应用中，并网逆变器产生的谐波会对电网造成污染，影响电能质量。
为了降低谐波污染，提高电能质量，LCL滤波器因其良好的滤波性能被广泛应用于三相并网逆变器中。
LCL滤波器作为一种典型的无源滤波器，能够有效地抑制并网逆变器产生的高频谐波，降低其对电网的污染。
LCL滤波器的引入也给并网逆变器的控制系统带来了新的挑战。
一方面，LCL滤波器的参数设计需要综合考虑滤波效果和系统稳定性另一方面，由于LCL滤波器固有的谐振特性，如果不加以控制，很容易引发系统振荡，影响逆变器的正常运行。
逆变器侧电流反馈的lcl并网逆变器电网电压前馈控制策略本文旨在研究逆变器侧电流反馈的lcl并网逆变器电网电压前馈控制策略。
首先，将简要介绍LCL滤波器的结构，以及其传统的电网控制策略。
其次，对具有LCL滤波器的LCL连接混合前馈电力调节逆变器进行模型分析，以及其在改善电力系统的功率因数和电压波动中的作用。
然后，将介绍在LCL串联滤波器中使用逆变器侧电流反馈的电网电压前馈控制策略。
最后，进行实验simulink仿真尝试，以验证本文研究的一般性可行性和有效性。
LCL滤波器是一种构成同步逆变器的重要组成部分，在感应器侧隔离网络母线与直流电源之间提供一种经济的机械连接，以及实现低频抑制/反馈控制和频率和相位的传递。
当同步逆变器作为供电设备，例如发电机或可再生能源，连接通用电力系统时，LCL滤波器具有良好的稳定性和过载能力。
但是，由于LCL滤波器的低频损耗，电力系统的功率因数降低，以及电压波动的加剧，这些滤波器的控制策略必须得到合理的研究。
传统上，采用两个具有可塑性的模式：一种是基于电流控制，另一种是基于电压控制。
电流控制是通过调节逆变器输入端的电流以维持电网负荷的发电量，从而达到优化的功率因数的目的，而电压控制则是检测和反馈电网电压，以保持电网电压在指定的范围内。
为了改善电力系统的功率因数和电压波动，将利用LCL串联滤波器中使用逆变器侧电流反馈的电网电压前馈控制策略。
首先，LCL滤波器输入端的电流将被控制，以实现网络提供的目标功率。
然后，将获得网络电压的反馈信号，其中可以利用逆变器侧电流反馈与电网电压的信号来调节逆变器的输出电流，以保持电网电压的范围。
此外，此控制策略可以用于不同的拓扑结构，例如对称和不对称的LCL连接，以及单线和三线联结。
为进一步证明本文研究的一般性可行性和有效性，本文将通过实验simulink模型仿真实验来验证。
在仿真实验中，使用一种基于混合前馈的LCL连接逆变器模型，建立一个6节点电网模型，其中包括发电机，负载，LCL连接以及基于LCL滤波器的逆变器模型。
三相并网逆变器LCL滤波器的参数设计与研究一、本文概述随着可再生能源的快速发展，三相并网逆变器在电力系统中的应用越来越广泛。
然而，并网逆变器产生的谐波会对电网造成污染，影响电能质量。
为了减小谐波对电网的影响，LCL滤波器被广泛应用于三相并网逆变器中。
LCL滤波器具有优良的滤波性能和高效率，因此，对LCL滤波器的参数设计进行研究具有重要意义。
本文旨在对三相并网逆变器的LCL滤波器参数设计进行全面研究。
介绍三相并网逆变器的基本原理及LCL滤波器的结构和功能；然后，分析LCL滤波器的主要参数（包括电感、电容等）对滤波器性能的影响，建立相应的数学模型；接着，根据电网谐波标准和电能质量要求，提出一种有效的LCL滤波器参数设计方法，并通过仿真和实验验证该方法的可行性和有效性；对LCL滤波器的优化设计和未来发展趋势进行讨论。
本文的研究不仅有助于提升三相并网逆变器的电能质量，还可为相关领域的研究提供有益的参考和借鉴。
二、三相并网逆变器与LCL滤波器的基本原理三相并网逆变器是一种将直流（DC）电源转换为三相交流（AC）电源的设备，主要用于将可再生能源（如太阳能、风能等）生成的直流电转换为适用于电网的交流电。
其核心功能是实现电能的转换与控制，以满足电网对电能质量的要求。
三相并网逆变器通常包括功率开关管、滤波器和控制策略等部分，其中滤波器的设计对于减小逆变器输出电流中的谐波分量，提高电能质量具有关键作用。
LCL滤波器是一种三阶滤波器，由电感（L）、电容（C）和另一个电感（L）组成，其结构特点是在电容两侧各有一个电感。
这种结构使得LCL滤波器在高频段具有较大的阻抗，而在低频段具有较小的阻抗，因此能够有效地滤除逆变器输出电流中的高频谐波分量，同时减小滤波器对逆变器输出电压的影响。
在三相并网逆变器中，LCL滤波器通常连接在逆变器的输出端，用于滤除逆变器输出电流中的谐波分量。
滤波器的设计需要综合考虑滤波效果、系统稳定性、成本等多个因素。
LCL型单相光伏并网逆变器控制策略的研究一、本文概述随着全球能源危机和环境问题的日益严重，可再生能源的利用和开发受到了越来越多的关注。
其中，太阳能光伏发电作为一种清洁、可再生的能源形式，具有广阔的应用前景。
单相光伏并网逆变器作为太阳能光伏发电系统的核心设备之一，其控制策略的研究对于提高光伏发电系统的效率和稳定性具有重要意义。
本文旨在研究LCL型单相光伏并网逆变器的控制策略，以期在提升逆变器性能、优化系统运行方面取得突破。
本文将介绍LCL型单相光伏并网逆变器的基本结构和工作原理，为后续控制策略的研究奠定基础。
本文将重点分析LCL型逆变器的控制策略，包括最大功率点跟踪（MPPT）控制、并网电流控制、无功功率控制等。
在此基础上，本文将探讨如何通过优化控制策略，提高逆变器的效率和稳定性，实现光伏发电系统的优化运行。
本文还将对LCL型单相光伏并网逆变器的并网电流质量、电网适应性等关键问题进行深入研究。
通过理论分析和实验验证，本文将提出一种有效的控制策略，以提高逆变器的并网电流质量，增强其对电网的适应性。
本文将总结研究成果，并对未来的研究方向进行展望。
通过本文的研究，期望能为LCL型单相光伏并网逆变器的控制策略优化提供理论支持和实践指导，推动光伏发电技术的持续发展。
二、LCL型单相光伏并网逆变器的基本原理LCL型单相光伏并网逆变器是一种高效、可靠的电力转换设备，其核心功能是将光伏电池板产生的直流电能转换为交流电能，并使其与电网的电压和频率同步，从而实现对电网的并网供电。
这种逆变器的主要组成部分包括光伏电池板、直流侧电容、LCL滤波器、功率变换器以及控制系统。
在LCL型单相光伏并网逆变器中，LCL滤波器发挥着至关重要的作用。
它由两个电感（L）和一个电容（C）组成，能够有效地滤除功率变换器产生的谐波，提高并网电流的质量。
LCL滤波器的设计需要综合考虑滤波效果、系统成本以及动态响应能力等因素。
功率变换器是逆变器的核心部件，负责将直流电能转换为交流电能。
LCL型并网逆变器双闭环控制方法的研究杜志华【摘要】在并网逆变器中,LCL滤波较L滤波具有更好的滤波效果,但LCL型并网逆变器为三阶系统,在谐振频率处存在谐振尖峰,易发生谐振,采用入网电流直接闭环控制很难抑制谐振尖峰.采用电容串联电阻的无源阻尼方法,能抑制阻尼,但损耗较大.针对该情况,提出并网电流瞬时值外环,电容电流瞬时值内环的双环控制方法.在理论方面详细分析了电容电流内环能够抑制谐振尖峰,提高系统稳定性,入网电流外环能够实现对入网电流的直接控制.通过仿真和实验,结果表明该方法能够有效抑制电网电流谐振,提高并网电流的稳态控制精度.【期刊名称】《机械管理开发》【年(卷),期】2015(030)009【总页数】5页(P37-40,43)【关键词】LCL滤波器;并网逆变器;电流双闭环;电容电流反馈【作者】杜志华【作者单位】煤炭工业太原设计研究院,山西太原030001【正文语种】中文【中图分类】TM464引言随着世界经济的迅猛发展，世界各国对能源需求急剧增长，导致以煤、石油、天然气为主的传统能源面临枯竭，而以太阳能、风能、生物能为主的可再生能源清洁无污染，只要合理利用就能够满足全球50%的能源需求。
并网逆变器是新能源并网的接口装置［1－2］，将可再生能源转换为电网能接纳的电能。
理想的入网电流是完美的正弦波，较低的总谐波失真（total har monic distortion，T HD）是并网逆变器控制所追求的目标。
为了降低入网电流的T HD，逆变器拓扑需包含滤波环节。
并网逆变器滤波器一般有L和LCL两种类型［3－6］。
单L滤波器结构简单，控制容易，但高频谐波衰减能力不强；LCL滤波器对高频分量呈高阻抗，能够很大地衰减高频谐波电流，但该系统为三阶系统，存在谐振峰，对系统的控制策略提出更高的要求。
采用单环入网电流直接来对并网逆变器进行控制，系统存在谐振尖峰，导致系统不稳定［7－8］。
电容两端串联电阻的方法，可以有效抑制谐振尖峰，但降低了滤波器的高频滤波效果，增加了系统的损耗［9］。
基于LCL滤波器的三相三线并网变流器若干关键技术研究一、本文概述随着可再生能源的快速发展，三相三线并网变流器在电力系统中的应用日益广泛。
作为连接可再生能源发电系统与电网的关键设备，并网变流器的性能直接影响到电力系统的稳定性和电能质量。
在并网变流器的设计中，滤波器的作用至关重要，它能有效滤除谐波，提高电能质量。
其中，LCL滤波器以其良好的滤波效果和较小的体积优势，在三相三线并网变流器中得到了广泛应用。
本文旨在深入研究基于LCL滤波器的三相三线并网变流器若干关键技术，包括LCL滤波器的设计优化、并网变流器的控制策略、系统稳定性分析等方面。
通过对这些关键技术的探讨，旨在提高三相三线并网变流器的运行效率，优化其性能，以更好地适应可再生能源接入电网的需求。
本文还将结合实际应用案例，分析LCL滤波器在三相三线并网变流器中的实际应用效果，为相关领域的研究和应用提供参考。
在接下来的章节中，本文将详细介绍LCL滤波器的设计原理和方法，分析不同控制策略对并网变流器性能的影响，以及探讨提高系统稳定性的有效措施。
通过理论分析和实验研究，本文将为三相三线并网变流器的优化设计和运行控制提供有益的指导和建议。
二、LCL滤波器的基本原理和特性LCL滤波器是一种在电力电子系统中广泛应用的无源滤波器，主要用于改善并网变流器的电流波形质量，降低电网谐波污染，并提高系统的功率因数。
其基本结构由电感（L）、电容（C）和另一个电感（L）串联组成，因此得名LCL滤波器。
LCL滤波器的工作原理主要基于电感对电流变化的阻碍作用和电容对电压变化的缓冲作用。
在并网变流器工作时，LCL滤波器能够吸收和滤除由逆变器产生的高频谐波，使得输出的电流更加接近正弦波，满足电网对电流质量的要求。
滤波效果好：LCL滤波器的高频滤波性能优于传统的L滤波器，能有效滤除逆变器产生的高次谐波，提高并网电流的波形质量。
谐振问题：LCL滤波器存在一个固有的谐振频率，当系统频率接近这个谐振频率时，可能会导致滤波器失效，甚至对系统造成损害。
第27卷㊀第8期2023年8月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.8Aug.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀LLCL 滤波并网逆变器的改进型加权平均电流控制策略杨明1,㊀杨杰1,㊀赵铁英1,㊀郑晨2,㊀韦延方1(1.河南理工大学电气工程与自动化学院,河南焦作454003;2.河南省电力公司电力科学研究院,河南郑州450052)摘㊀要:加权平均电流(WAC )控制因其对并网逆变器固有的降阶特性而备受关注㊂然而,数字控制延时引起的系统反向谐振峰易导致传统WAC 控制失效,并网逆变器对弱电网下电网阻抗的适应范围减小㊂鉴于此,本文不从WAC 控制的降阶角度出发,而是通过逆变器与电网互联系统等效阻抗模型的网侧电流稳定性角度重新审视,提出一种采用LLCL 滤波并网逆变器的前馈复矢量滤波器改进型WAC 控制策略,用以提升并网逆变器等效输出阻抗在低频域的相位,可使其在奈奎斯特全频域内的相位均高于-90ʎ,进而增强系统的稳定性㊂最后,通过仿真分析验证了所提控制策略的有效性㊂关键词:加权平均电流控制;数字控制延时;反向谐振峰;等效阻抗模型;复矢量滤波器DOI :10.15938/j.emc.2023.08.012中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)08-0109-13㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2021-04-24基金项目:国家自然科学基金(U1804143,61703144);河南理工大学青年骨干教师资助计划(2020XQG -18);河南省矿山电力电子装置与控制创新型科技团队基金(CXTD2017085)作者简介:杨㊀明(1982 ),男,博士,副教授,研究方向为新能源并网发电技术㊁电能质量控制等;杨㊀杰(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为光伏并网逆变器控制技术;赵铁英(1977 ),女,博士,研究方向为电力系统状态监控及故障限流;郑㊀晨(1990 ),男,博士后,研究方向为光伏并网发电系统稳定性分析等;韦延方(1982 ),男,博士,副教授,研究方向为电力系统及其新型输配电的分析和控制㊂通信作者:杨㊀杰Improved weighted average current control strategy forLLCL connected invertersYANG Ming 1,㊀YANG Jie 1,㊀ZHAO Tieying 1,㊀ZHENG Chen 2,㊀WEI Yanfang 1(1.School of Electrical Engineering and Automation,Henan Polytechnic University,Jiaozuo 454003,China;2.State Grid Henan Electric Power Research Institute,Zhengzhou 450052,China)Abstract :The weighted average current (WAC)control strategy has attracted much attention because of its lower-order effect on grid-connected inverters.However,the system reverse resonant peak caused by digital control delay causes the traditional WAC control to fail,and the inverter s adaptation range to the grid impedance under the weak power grid is reduced.In view of this,this article does not proceed from the perspective of WAC control reduction,but re-examines it from the perspective of grid-side current sta-bility of the equivalent impedance model of the inverter and grid interconnection system.An improved WAC control strategy of feedforward complex vector filter using LLCL grid-connected inverter is proposed to improve the phase of the equivalent output impedance of the grid-connected inverter in the low-frequen-cy domain.It can make the phase in the full frequency domain of Nyquist higher than-90ʎ,thereby en-hancing the stability of the system.Finally,theoretical and simulation analysis verify the effectiveness ofthe proposed control strategy.Keywords:weighted average current control strategy;digital delay;reverse resonant peak;equivalent impedance model;complex vector filte0㊀引㊀言并网逆变器作为新能源分布式发电单元与电网之间的关键接口设备,其性能优劣对入网电能质量具有重要影响㊂由于逆变器机侧输出电压中含有大量的开关谐波,为满足并网要求,通常在逆变器输出端配置LCL滤波器[1-2]㊂然而,逆变器开关频率较低时,LCL滤波器对开关谐波的衰减效果较弱㊂相应地,LLCL滤波器近些年在并网逆变器的应用中备受关注㊂相较于LCL滤波器而言,LLCL滤波器多出了一条电容与电感的串联谐振支路,将该支路的谐振频率设置为开关频率,可对高频开关次谐波达到极强的衰减效果[3-4]㊂此外,在机侧电感相同的前提下,总电感量较LCL滤波器降低40%以上,串联谐振支路抗参数漂移能力强,适合于大规模生产[5]㊂通常,抑制LCL谐振尖峰的控制策略,同样适用于LLCL滤波器㊂对于并网逆变器的稳定性控制策略,已有诸多学者从不同角度进行分析,主要包括4个方面:1)电流控制器的改进:例如,文献[6-7]对传统比例积分电流控制器进行改进,提出光伏并网逆变器通用比例复数积分控制策略,该方法克服了电流控制器对系统低频增益与稳定裕度之间的矛盾,并且在较小的积分系数条件下即可达到足够高的基频增益,但在不同控制坐标系(如静止αβ坐标系和三相abc坐标系)下实现较为复杂;2)一次设计:例如,文献[8]从并网逆变器的一次设计出发,采用传统网侧电流反馈电容电流阻尼双环控制,考虑电网阻抗影响并设计 坚强的 光伏并网逆变器,然而该设计过程并未考虑数字控制延时对系统高频域的影响,当数字控制延时不可忽略时,该设计方法可能导致系统失稳;3)附加补偿装置:例如,文献[9-10]通过对逆变器与电网互联系统的等效阻抗模型推导,提出在公共耦合点处串联或并联附加整流装置的控制策略,该方法可有效抑制电网背景谐波并提高系统的稳定性,但附加装置不仅增大设备成本和体积,还需要额外配置滤波器,不利于广泛推广;4)相位补偿:例如,文献[11]通过在电网电压前馈通道串联相角补偿环节,实现并网逆变器的相角主动补偿控制,但补偿环节中的微分项难以在实际工程中直接实现;此外,文献[12]采用相位补偿与虚拟阻抗优化结合的控制策略,可实现阻尼特性的独立控制,但控制结构较为复杂㊂上述对并网逆变器的稳定性控制均为三阶系统,控制复杂度较大㊂近些年,关于并网逆变器的加权平均控制策略备受关注,主要包括两类:分裂滤波电容控制和加权平均电流控制㊂前一种控制策略对滤波器参数精度依赖性较大,当参数发生漂移时,该方法可能失效[13-14];加权平均电流控制策略是一种对机侧电流和网侧电流进行加权反馈的间接控制策略,因其特有的降阶特性而受到广泛应用[15-16]㊂文献[17]考虑电网电压前馈影响,对传统加权平均电流控制的加权系数计算方法进行改进,可将控制系统从三阶降为与电网阻抗无关的一阶系统,极大地增强了并网逆变器在弱电网条件下的鲁棒性,然而该控制策略并未考虑数字控制延时的影响㊂事实上,当并网逆变器采用数字控制时,数字控制延时的影响不可忽略㊂文献[18]参考了文献[17]中对加权系数的计算方法,分析表明,数字控制延时的存在会引起系统产生一个附加反向谐振峰,该谐振峰在弱电网下随着电网阻抗的变化而发生偏移,导致系统稳定裕度降低甚至失稳,鉴于此,提出在电网电压前馈串联超前补偿器用以提升系统稳定裕度,却无法保证电网阻抗宽范围变化时系统均具有足够的稳定裕度㊂同时,为了降低加权控制中无源阻尼产生的功率损耗,文献[19]采用电容电流有源阻尼进行加权平均电流控制,通过附加补偿环节来改善有源阻尼带来的额外自由度,但该方法需要在补偿环节中产生一拍延时,实现较为困难㊂综上所述,现有的加权平均电流控制策略对系统稳定性提升仍存在一定的局限性,并且都是从电流环控制角度出发㊂鉴于此,本文以LLCL滤波并网逆变器与电网互联系统的等效阻抗模型出发,不再以降阶角度进行分析,而是从网侧电流稳定性角度重新审视,提出一种基于前馈复矢量滤波器的改进型加权平均电流控制策略,并给出参数的详细设计过程,以此来提高并网逆变器的稳定性㊂理论和仿真验证表明,所提控制策略可保证并网逆变器在电网阻抗宽范围变化时具有良好的稳定性,并且提高了系统对电网阻抗的鲁棒性㊂011电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀1㊀LLCL 滤波并网逆变器的加权平均电流控制方法㊀㊀三相LLCL 滤波并网逆变器的主电路拓扑结构如图1所示㊂图1中:V dc 代表直流侧母线电压;Q 1~Q 6是三相逆变桥的功率开关管;V inv 代表逆变器桥臂侧输出电压;LLCL 滤波器由机侧电感L 1㊁网侧电网L 2㊁串联支路电容C 和电感L f 构成;R d 代表串联阻尼电阻;电网可等效为电压源与电网阻抗串联的等效模型,V g 代表电网电压,由于电网阻抗中的阻性分量有利于系统稳定,因此考虑最恶劣的情况,即电网阻抗为纯感性;L g 代表电网电感;i 1㊁i c 和i 2分别代表逆变器机侧电流㊁电容电流和网侧电流㊂图1㊀三相LLCL 滤波并网逆变器拓扑结构Fig.1㊀Topology of LLCL grid-connected inverter加权平均电流(weighted average current,WAC)控制方法通过对机侧电流i 1和网侧电流i 2进行加权控制,是一种间接的电流控制策略㊂LLCL 滤波并网逆变器加权平均电流控制方法的系统结构图如图2所示㊂图2中:i ref 代表指令参考电流;i WAC 代表加权平均电流;G c (s )代表电流控制器的传递函数,本文采用比例积分控制器,即G c (s )=k p +k i /s ,其中k p 和k i 分别为比例系数和积分系数;K pwm 代表三相逆变桥调制增益,当脉宽调制的三角载波幅值为1时,有K pwm =V dc /2;V pcc 代表公共耦合点(point of com-mon coupling,PCC)电压;G f (s )代表PCC 电压前馈增益;β代表电流加权系数㊂图2㊀加权平均电流控制系统结构图Fig.2㊀System structure diagram of weighted averagecurrent control根据图2,可以推导出参考电流i ref 到加权平均电流i WAC 的传递函数,即系统开环传递函数表达式为T (s )=G c(s )K pwms (L 1+L 2)s 2(L f C +βL T C )+sR d C +1s 2L f C +L 1L TCL 1+L 2()+sR d C +1+L g [1-K pwm G f (s )](s 2L f C +sR d C +1){}㊂(1)式中L T =L 2+L g ㊂由式(1)可知,在PCC 电压前馈增益和电流加权系数分别满足G f (s )=1/K pwm ,β=L 1/(L 1+L 2)条件时,式(1)可以简化为T (s )=G c (s )K pwms (L 1+L 2)㊂(2)比较式(1)和式(2)可知,WAC 控制是一种降阶控制策略,并网逆变器控制系统由原来的三阶系统降为一阶系统,并且降阶后的开环传递函数与时变电网电感无关,系统在弱电网下对L g 的鲁棒性增强㊂图3为系统开环传递函数的Bode 图,并网逆变器具体参数见表1[20-21]㊂从图3可以看出,降阶后系统具有足够的稳定裕度和较高的带宽范围,并网逆变器的控制复杂度降低㊂图3㊀传递函数T (s )的Bode 图Fig.3㊀Bode diagram of T (s )2㊀考虑数字控制延时对系统的影响分析㊀㊀并网逆变器一般采用数字控制,将不可避免地111第8期杨㊀明等:LLCL 滤波并网逆变器的改进型加权平均电流控制策略引入计算延时㊁采样延时和调制延时,为便于系统在连续域中分析,数字控制延时的传递函数表达式为G d (s )=1T s 1-exp -sT ss exp -sT s ʈexp -1.5sT s ㊂(3)式中T s 代表系统采样周期㊂式(3)所示的数字控制延时等效传递函数中含有指数环节,一般对其进行Pàde 近似处理,式(3)的三阶Pàde 近似延时表达式为G d (s )=120-60a 0s +12a 20s 2-a 30s 3120+60a 0s +12a 20s 2+a 30s 3㊂(4)式中a 0=1.5T s ㊂考虑数字控制延时后,系统结构图如图4所示㊂根据图4可以推导出系统开环传递函数表达式为T d (s )=G c (s )K pwm G d (s )s (L 1+L 2)11+G (s )㊂(5)式中传递函数G (s )的表达式为G (s )=L gL 1+L 2+L 1L T /L fˑ[s 2+(sR d C +1)/(L f C )][1-G d (s )]s 2+(L 1+L T )(sR d C +1)L 1L T C +(L 1+L T )L f C +L g L 1L T C /(L 1+L 2)㊂(6)图4㊀考虑数字控制延时的系统结构图Fig.4㊀System structure diagram considering digitalcontrol delay显然,由式(5)可知,数字控制延时的引入导致WAC 控制的降阶作用失效,因此有必要对数字控制延时带来的影响进行分析㊂图5给出了传递函数T d (s )在弱电网下的Bode 图㊂从图5可以看出,系统开环传递函数产生一个附加反向谐振尖峰,随着L g 增加,该反向谐振尖峰逐渐向低频域偏移,造成系统稳定裕度降低,直至并网逆变器失去稳定性㊂对于数字控制延时的引入,导致弱电网下附加反向谐振尖峰偏移而引起的并网逆变器失稳问题,文献[18]提出一种在PCC 电压前馈通道串联超前补偿器的并网逆变器稳定性提升控制策略,该控制策略可显著改善反向谐振尖峰补偿点处的稳定裕度㊂然而,该控制策略导致PCC 电压比例前馈对电网电压背景谐波的抑制效果减弱,且无法保证L g 在较宽范围变化时系统均具有足够的稳定裕度㊂图5㊀传递函数T d (s )的Bode 图Fig.5㊀Bode diagram of T d (s )3㊀基于等效阻抗模型的改进型加权平均电流控制策略㊀㊀事实上,并网逆变器的实际控制目标为网侧电流i 2㊂鉴于此,本文不从降阶的角度对系统稳定性进行分析,而是通过并网逆变器与电网互联系统的稳定性对控制系统进行重新审视㊂3.1㊀互联系统的等效阻抗模型并网逆变器的稳定性可通过其等效阻抗模型进行分析,图6给出了互联系统的等效阻抗模型㊂其中,并网逆变器等效为电流源I s (s )与逆变器输出阻抗Z out (s )并联的诺顿电路,电网可等效为电压源V g (s )与电网阻抗Z g (s )的串联电路㊂图6㊀等效阻抗模型Fig.6㊀Equivalent impedance model根据图6可得,网侧电流i 2(s )的表达式为i 2(s )=I s(s )-V g (s )Z out(s )[]11+Z g(s )/Zout (s )㊂(7)将图4所示系统结构图进行等效变换,变换后的系统等效结构图如图7所示㊂211电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图7㊀系统等效结构图Fig.7㊀Equivalent system structure diagram ㊀㊀其中传递函数G1(s)和G2(s)的表达式分别为: G1(s)=G d(s)K pwm(s2L f C+sR d C+1)s2(L f+L1)C+sR d C+1+G d(s)G c(s)sβK pwm C;(8)G2(s)=s2(L f+L1)C+sR d C+1+G d(s)G c(s)sβK pwm Cs3[(L f+L1)L2C+L1L f C]+s2(L2+L1)R d C+s(L2+L1)+G d(s)G c(s)βK pwm[s2(L f+L2)C+sR d C+1]㊂(9)㊀㊀根据图7可以推导出电流源I s(s)和输出阻抗Z out(s)的表达式分别为:I s(s)=G c(s)G1(s)G2(s)1+(1-β)G c(s)G1(s)G2(s)i ref(s);(10)Z out(s)=-V pcc(s)i2(s)=1+(1-β)G c(s)G1(s)G2(s)G2(s)[1-G f(s)G1(s)]㊂(11)根据线性控制理论可知,若阻抗比Z g(s)/ Z out(s)满足Nyquist稳定性判据,则互联系统稳定㊂基于阻抗的并网逆变器稳定性判据如下:1)并网逆变器在强电网下能够稳定工作;2)阻抗比Z g(s)/Z out(s)满足Nyquist稳定判据㊂由于并网逆变器一般在强电网下进行设计,因此基于阻抗的稳定性判据第1条容易满足㊂并网逆变器控制系统的相位裕度表达式可通过上述稳定判据的第2条得到,即㊀PM=180ʎ-[arg Z g(j2πf c)-arg Z out(j2πf c)]= 90ʎ+arg Z out(j2πf c)㊂(12)式中f c代表阻抗Z g(s)与Z out(s)的交截频率㊂根据式(12)可知,并网逆变器稳定的条件为相位裕度PM>0ʎ,即输出阻抗Z out(s)在频率f c处的相位高于-90ʎ㊂图8给出了Z out(s)的Bode图㊂显然,Z out(s)在低频域呈现出容抗特性,并且相位曲线低于-90ʎ,交截频率f c随着L g的增加而逐渐向低频域偏移,在L g=1mH时,系统相位裕度为-9.6ʎ,并网逆变器已然失去稳定性㊂图8㊀输出阻抗Z out(s)的Bode图Fig.8㊀Bode diagram of output impedance Z out(s)此外,电网中含有大量的背景谐波电压,当并网逆变器处于临界稳定状态时,即系统相位裕度为0,此时阻抗模型在交截频率f c处有Z g(j2πf c)+Z out(j2πf c)=0㊂由式(7)可知,电网中频率为f c的背景谐波电压将被放大,网侧电流含有较多的谐波分量,该现象称为并网逆变器的谐波谐振㊂事实上,即使PM>0ʎ,当系统相位裕度接近0时,频率f c附近的电网背景谐波电压仍会得到放大,造成网侧电流发生畸变㊂因此,为保证并网逆变器在弱电网下具有较高质量的输出网侧电流i2,同时避免谐波谐振现象的发生,控制系统应具有足够的相位裕度㊂3.2㊀基于前馈复矢量滤波器的改进型控制策略由3.1节分析可知,系统在低频域的相位裕度较低导致并网逆变器失稳,为了提高系统的稳定性,增大并网逆变器对电网阻抗的适应范围,应对311第8期杨㊀明等:LLCL滤波并网逆变器的改进型加权平均电流控制策略Z out (s )在低频域的相位进行补偿㊂分别记传递函数H 1(s )和H 2(s )的表达式如下:H 1(s )=1+(1-β)G c (s )G 1(s )G 2(s )G 2(s );(13)H 2(s )=11-G f (s )G 1(s )㊂(14)根据式(11)可得Z out (s )=H 1(s )H 2(s ),图9分别给出了H 1(s )和H 2(s )的Bode 图㊂从图9可以看出,H 2(s )含有一个反向谐振尖峰,用f r1代表该谐振尖峰处的频率,在低于f r1的频域内,H 2(s )具有负相位,不利于系统的稳定性;在高于f r1且低于f r2的频域内,H 2(s )的相位大于0,有利于提高系统的相位裕度;H 2(s )在高于f r2频域内具有较小的负相位,对系统影响很小㊂图9㊀传递函数H 1(s )和H 2(s )的Bode 图Fig.9㊀Bode diagram of H 1(s )and H 2(s )由于H 2(s )在频率f r1和f r2处的相位为0,将s =j ω代入式(14),并使用欧拉公式,令H 2(j ω)的虚部等于0,整理可得L 1R d C 2ω2cos(1.5T s ω)+sin(1.5T s ω)[(1-L f Cω2)2/ω+(R d C )2ω-L 1Cω(1-L f Cω2)]-βk p R d K pwm L f C 2ω2=βK pwm C (R d Ck i -k p )㊂(15)由此可知,谐振频率f r1和f r2均为式(15)的根㊂由于式(15)是一个超越方程,难以对其进行求解,此处采用图像法间接获得方程的根㊂图10给出了式(15)所对应的函数图像,根据表1所给并网逆变器参数可得谐振频率f r1ʈ2268Hz㊁f r2ʈ6913Hz㊂值得说明的是,不同并网逆变器参数,求解谐振频率f r1和f r2的值均可采用式(15)的图像法间接获得其近似解㊂图10㊀式(15)所对应的函数图像Fig.10㊀Function image corresponding to equation (15)通过上述分析可知,若要提高控制系统的相位裕度,增强并网逆变器的稳定性,需要增大H 2(s )在低于f r1频域内的相位,同时保证高于f r1频域内的相位大于0㊂令传递函数T 0(s )=-G f (s )G 1(s ),其Bode 图如图11所示㊂根据式(14)可知,T 0(s )位于H 2(s )的分母部分,为了提高系统的相位裕度,可通过增大T 0(s )在低于f r1频域内的相位,减小其在高于f r1频域内的相位,进而间接获得较高的相位裕度㊂图11㊀传递函数T 0(s )的Bode 图Fig.11㊀Bode diagram of T 0(s )根据前述提高系统相位裕度的补偿原则,本文提出一种在PCC 电压前馈通道中串联一阶低通复矢量滤波器的相位补偿控制策略,一阶低通复矢量滤波器的传递函数表达式为G fv (s )=k cξωLs -j ωL +ξωL㊂(16)411电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀式中:k c 为比例系数;ωL 代表转折角频率;ξ代表阻尼系数㊂图12给出了该滤波器的Bode 图,可以看出,该滤波器在转折频率f L 处的幅值增益为20lg k c ,相移为0ʎ㊂低于f L 的频域内相位变化范围为0ʎ~arctan(1/ξ),高于f L 的频域内相位变化范围为-90ʎ~0ʎ㊂因此,根据前述相位补偿原则,可令谐振频率f r1=ωL /(2π)=f L㊂图12㊀一阶低通复矢量滤波器的Bode 图Fig.12㊀Bode diagram of first-order low-pass complexvector filter暂时考虑比例系数k c =1,相位补偿后的传递函数H 2(s )和T 0(s )变为:H ᶄ2(s )=11-G f (s )G fv (s )G 1(s );(17)T ᶄ0(s )=-G f (s )G fv (s )G 1(s )㊂(18)传递函数T ᶄ0(s )的Bode 图如图13所示,从图13可以看出,随着阻尼系数ξ的减小,T ᶄ(s )在低于f r1频域内的相位曲线逐渐抬升,高于f r1频域内的相位曲线逐渐下降,意味着逆变器输出阻抗在低频域的相位得到补偿,系统相位裕度逐渐增大㊂然而,在ξ减小的同时,T ᶄ0(s )的幅值增益在奈奎斯特全频域(f s /2)内逐渐下降,这将导致逆变器输出阻抗的幅值增益降低,减弱对电网背景谐波的抑制效果㊂为了兼顾系统稳定性和电网背景谐波抑制效果,以及避免输出阻抗含有右半平面极点,可选取阻尼系数ξ=1/31/2,此时复矢量滤波器在低频域对传递函数T ᶄ0(s )可提供最大60ʎ的相位补偿㊂补偿后传递函数H ᶄ2(s )的Bode 图如图14所示㊂从图14可以看出,H ᶄ2(s )在低频域的相位得到极大提升,此时系统在弱电网下具有足够的相位裕度㊂然而,在低于f r1附近的频域内,H ᶄ2(s )的相位小于-90ʎ,产生了相位衰减,不利于并网逆变器在强电网下的稳定性㊂此外,可以明显看出H ᶄ2(s )的低频增益降低,并网逆变器对电网背景谐波抑制效果减弱㊂图13㊀传递函数T ᶄ0(s )的Bode 图Fig.13㊀Bode diagram of T ᶄ0(s)图14㊀传递函数H ᶄ2(s )的Bode 图Fig.14㊀Bode diagram of H ᶄ2(s )为了保证传递函数H ᶄ2(s )在奈奎斯特全频域内的相位高于-90ʎ,根据式(17)可以推导出其相频特性表达式为arg H ᶄ2(j ω)=artan k c ξωL(ξωL )2+(ω-ωL )2I m (ω)1-k c ξωL(ξωL )2+(ω-ωL )2R e (ω)ȡ-90ʎ㊂(19)式中R e (ω)和I m (ω)的表达式分别为:511第8期杨㊀明等:LLCL 滤波并网逆变器的改进型加权平均电流控制策略R e (ω)=R e2(ω)[ξωL R e1(ω)+(ω-ωL )I m1(ω)]+I m2(ω)[ξωL I m1(ω)-(ω-ωL )R e1(ω)][R e2(ω)]2+[I m2(ω)]2;I m (ω)=R e2(ω)[ξωL I m1(ω)-(ω-ωL )R e1(ω)]-I m2(ω)[ξωL R e1(ω)+(ω-ωL )I m1(ω)][R e2(ω)]2+[I m2(ω)]2;R e1(ω)=cos(1.5T s ω)(1-L f Cω2)+sin(1.5T s ω)R d Cω;I m1(ω)=cos(1.5T s ω)R d Cω-sin(1.5T s ω)(1-L f Cω2);R e2(ω)=1-(L f +L 1)Cω2+βK pwm Cω[k p sin(1.5T s ω)+k i /ωcos(1.5T s ω)];I m2(ω)=R d Cω+βK pwm Cω[k p cos(1.5T s ω)-k i /ωsin(1.5T s ω)]㊂üþýïïïïïïïïïïïï(20)㊀㊀由式(19)可得0<k c ɤ(ξωL )2+(ω-ωL )2R e (ω)ξωL=Z (ω)㊂(21)为了保证补偿后的H ᶄ2(s )不产生相位衰减,比例系数k c 应小于等于Z (ω)在低于f r1频域内的最小值㊂图15给出了Z (ω)关于频率的函数图像㊂从图15可以看出,Z (ω)在低于f r1频域内具有一个极小值,同时亦为Z (ω)的最小值,由此可得k c 的取值范围为0<k c ɤ0.62㊂(22)图16给出了在不同k c 取值下H ᶄ2(s )的Bode图㊂从图16可以看出,当k c ɤ0.62时,H ᶄ2(s )在奈奎斯特全频域内的相位均高于-90ʎ,并且随着k c 的减小,在低频域内的相位和幅值增益均降低㊂此外,当k c 减小的同时,谐振频率f r1处的幅值增益逐渐增大,有利于对该频率附近的电网背景谐波抑制㊂因此,综合考虑系统的相位裕度和谐波抑制效果,折中选取比例系数k c =0.2㊂图15㊀Z (ω)的函数图像Fig.15㊀Function image of Z (ω)将参数ξ=1/31/2㊁k c =0.2代入式(16),用Z ᶄout (s )代表进行相位补偿后的逆变器等效输出阻抗,根据式(17)可知Z ᶄout (s )=H 1(s )H ᶄ2(s )㊂根据分布式并网发电标准,弱电网可通过系统短路容量比(short circuit ratio,SCR)进行评价,当SCRȡ3时称为强电网,2ɤSCR <3时称为弱电网,SCR <2时称为极弱电网[22]㊂本文考虑并网逆变器在系统短路容量比大于2.5的范围内进行稳定性分析,即L g 从0mH 变化到12.8mH(对应SCR =2.5)㊂图16㊀传递函数H ᶄ2(s )的Bode 图(ξ=1/31/2)Fig.16㊀Bode diagram of H ᶄ2(s )Z ᶄout (s )的Bode 图如图17所示,比较图8可知,补偿后的输出阻抗在低频域的相位明显增大,当L g =12.8mH 时系统仍具有10.5ʎ的相位裕度,并网逆变器在SCRȡ2.5范围内均具有足够的相位裕度㊂此外,Z ᶄout (s )在低频域的幅值增益低于Z out (s ),并网逆变器对电网电压背景谐波的抑制效果减弱,但在基频(f 0=50Hz)处Z ᶄout (s )的幅值增益为42dB,仍可对电网电压进行较高的抑制,使得并网逆变器输出质量优良的网侧电流i 2㊂611电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图17㊀输出阻抗Z ᶄout (s )的Bode 图Fig.17㊀Bode diagram of output impedance Z ᶄout (s )3.3㊀网侧电流稳定性分析由于加权平均电流控制是一种对网侧电流的间接控制策略,因此有必要对并网逆变器网侧电流的稳定性进行分析㊂根据图7可以推导出弱电网下参考电流i ref 到网侧电流i 2的闭环传递函数表达式为ψ(s )=i 2(s )i ref (s )=G c (s )G 1(s )G 2(s )1+G 1(s )G 2(s )[((1-β)G c (s ))-G f (s )]+Z g (s )G 2(s )㊂(23)进行相位补偿后的闭环传递函数表达式为ψᶄ(s )=i ᶄ2(s )i ref (s )=G c (s )G 1(s )G 2(s )1+G 1(s )G 2(s )[((1-β)G c (s ))-G fv (s )G f (s )]+Z g (s )G 2(s )㊂(24)根据式(23)和式(24)可以画出补偿前后闭环传递函数在SCRȡ2.5范围内,电网电感变化时的主导闭环极点根轨迹,分别如图18(a)和图18(b)所示㊂从图18(a)可以看出,随着L g 的增加,ψ(s )系统闭环极点逐渐向虚轴靠拢,直至产生右半平面极点,导致并网逆变器控制系统失稳;比较图18(b)可知,进行相位补偿后的系统闭环传递函数ψᶄ(s ),在L g ɤ12.8mH 范围内变化时其闭环极点均在左半平面,并网逆变器始终具有较好的稳定性㊂从图18(b)亦可看出,比例系数k c 对闭环系统的稳定性有着重要的影响㊂随着k c 的增加,闭环传递函数ψᶄ(s )的根轨迹逐渐向虚轴偏移,系统将出现不稳定闭环极点,导致并网逆变器在弱电网下失稳㊂因此,在保证对输出阻抗进行相位补偿的同时,要保证闭环传递函数无右半平面的闭环极点㊂图18㊀闭环传递函数ψ(s )和ψᶄ(s )的根轨迹Fig.18㊀Root locus of closed-loop transfer function ψ(s )and ψᶄ(s )3.4㊀LLCL 滤波器参数漂移对系统稳定性影响实际工程中,滤波器普遍采用铁心电感,并网逆变器在不同环境工作下,由于器件老化等其他因素可能会造成LLCL 滤波器参数的实际值偏离设定值,因此,分析LLCL 滤波器参数漂移对所提控制策略的稳定性影响是非常有必要的㊂其中,设置滤波器参数L 1㊁L 2㊁L f 和C 的实际值均偏离设定值的范围为ʃ5%,设定值如表1所示㊂根据前述所提控制策略的参数设计,分别给出了滤波器参数发生漂移后的并网逆变器输出阻抗Z ᶄout (s )的Bode 图,如图19所示㊂从图19可以看出,当滤波器参数发生轻微偏移时,仅对Z ᶄout (s )在高频域的幅相特性产生较小的影响,而对于中低频域几乎无影响㊂因此,所提控制策略对LLCL 滤波器参数漂移具有极强的鲁棒性㊂值得说明的是,LLCL 滤波器中L f 和C 串联支路的目711第8期杨㊀明等:LLCL 滤波并网逆变器的改进型加权平均电流控制策略的是为了衰减开关频率次谐波,而参数L f和C发生漂移将会影响滤波器对高频次开关谐波的衰减效果,但会对开关频率附近的谐波产生较强的衰减作用㊂图19㊀LLCL滤波器参数漂移时输出阻抗Zᶄout(s)的Bode图Fig.19㊀Bode diagram of output impedance Zᶄout(s)when LLCL filter parameters drift 811电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀4㊀仿真结果与分析为验证所提基于PCC电压前馈通道中串联一阶低通复矢量滤波器的鲁棒性并网逆变器加权平均电流控制策略,在MATLAB/Simulink中搭建如图1所示的三相LLCL滤波器并网逆变器仿真模型,并网逆变器参数见表1㊂其中,一阶低通复矢量滤波器的实现形式如图20所示㊂表1㊀并网逆变器参数Table1㊀Parameters of grid-connected inverters图20㊀一阶低通复矢量滤波器的实现形式Fig.20㊀Realization form of first-order low-pass complex vector filter图21分别给出了在传统加权平均电流控制下,并网逆变器输出网侧电流i2和公共耦合点电压V pcc的仿真波形㊂为便于显示,已将公共耦合点电压缩小3倍㊂从图21可以看出,在电网电感L g= 0.5mH时,网侧电流i2和A相公共耦合点电压V pcca 波形质量良好,对i2进行快速傅里叶分析可得其总谐波失真数为2.20%;在电网电感L g=1mH时,并网逆变器已然失去稳定,侧电流i2发生严重振荡,总谐波失真数为28.03%,已经远远超出了并网条件的限定值5%㊂并网逆变器在所提鲁棒性控制策略下运行时的网侧电流i2和公共耦合点电压V pcc的仿真波形,如图22所示㊂显然,采用所提控制策略运行时,并网逆变器网侧电流质量得到明显改善,在电网电感为2㊁7㊁12.8mH条件下,i2的总谐波失真数分别为1.22%㊁1.12%㊁3.60%,均满足并网要求的限定值㊂图21㊀传统控制策略下的i2和V pcc仿真波形Fig.21㊀Simulation waveforms of i2and V pcc under tra-ditional control strategy图22㊀所提控制策略下的i2和V pcc仿真波形Fig.22㊀Simulation waveforms of i2and V pcc under the proposed control strategy911第8期杨㊀明等:LLCL滤波并网逆变器的改进型加权平均电流控制策略。
三相并网逆变器LCL滤波特性分析及控制探究摘要：随着新能源的快速进步，光伏发电在能源领域得到了广泛应用。
三相并网逆变器作为光伏发电系统中的关键设备之一，在发电系统中起到了将直流能量转换为沟通能量并并网供电的关键作用。
然而，由于逆变器产生的谐波和滞后因素，不行防止地会对电网和其他电气设备造成不良影响。
因此，本文针对三相并网逆变器的LCL滤波特性进行了分析，并对其控制策略进行了探究。
关键词：三相并网逆变器；LCL滤波器；谐波；滞后；控制策略1. 引言光伏发电系统是目前广泛应用于新能源领域的一种发电方式，其具有环保、可再生等优点。
而三相并网逆变器则是实现光伏发电系统与电网毗连的核心设备之一。
然而，逆变器产生的谐波和滞后问题对电网及其他电气设备等造成了一定的负面影响。
因此，提高逆变器的滤波特性并探究相应的控制策略具有重要的理论和实际意义。
2. LCL滤波器原理及特性LCL滤波器由电感L、电容C和电感L组成，其结构简易、成本相对较低，并且能够较好地抑止谐波和滞后现象。
在逆变器中引入LCL滤波器可以有效改善电流波形，减小谐波含量，保卫电网和其他电气设备的稳定性。
3. 三相并网逆变器LCL滤波特性分析本文建立了三相并网逆变器与LCL滤波器的数学模型，并通过数值仿真和试验验证，分析了LCL滤波器在不同工作频率下的谐波衰减特性和电压波形。
4. 三相并网逆变器LCL滤波器控制策略探究针对三相并网逆变器LCL滤波器的工作特点和需求，本文提出了一种基于模糊控制的滤波器控制策略。
该策略依据电网电压和逆变器输出电压的差值，通过模糊控制器调整滤波器的谐波衰减能力，以实现对电网电压的高质量输出。
5. 试验及结果分析本文设计了试验平台，并对所提出的控制策略进行了验证。
试验结果表明，接受LCL滤波器和基于模糊控制的控制策略，能够有效抑止谐波并保持电网电压的稳定性。
6. 结论本文对三相并网逆变器的LCL滤波特性进行了分析，并提出了基于模糊控制的滤波器控制策略。
技术应用ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹＡＮＤＭＡＲＫＥＴＶｏｌ．２７，Ｎｏ．９，２０２０ＬＣＬ型并网逆变器优化控制策略刘 洋，张运波，张 红（长春工程学院电气与信息工程学院，吉林长春１３００１２）摘 要：以ＬＣＬ型三相并网逆变器为研究对象，系统地分析了ＬＣＬ型并网逆变器的动态特性和耦合机理，在此基础上提出一种基于ＬＣＬ滤波的并网逆变器优化控制策略，该控制策略通过并网逆变器的直流电压环、电容电流环和网侧电流环组成的三环逆变控制器来实现。
最后通过搭建样机验证性能，实验结果表明，该控制策略能够有效地抑制ＬＣＬ型滤波器对并网逆变器的影响，输出谐波ＴＨＤ值和功率因数都能够符合国家标准要求。
关键词：并网逆变器；控制策略；ＬＣＬ滤波器ｄｏｉ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１００６－８５５４．２０２０．０９．０３３ 概述滤波器通常被用于将并网逆变器与公用电网相连接，以过滤并网逆变器交流侧产生的谐波。
ＬＣＬ型滤波器的谐波衰减率可以达到－６０ｄＢ／ｄｅｃ左右，其性能远超过Ｌ型滤波器而倍受青睐。
本文提出一种新型ＬＣＬ型并网逆变器控制策略，旨在解决ＬＣＬ型并网逆变器的高频谐振和稳定性问题。
% %型并网逆变器控制策略的优化设计ＬＣＬ型三相并网逆变器的基本拓扑结构如图１所示。
图１ ＬＣＬ型并网逆变器的基本拓扑结构 图１中并网逆变器直流侧电压为Ｕｄｃ，直流源电流为Ｉｄｃ，直流侧电容为Ｃ１，逆变器交流侧电压为ＵＳＮ（Ｎ＝ａ，ｂ，ｃ），逆变器交流输出侧电感为Ｌ１Ｎ（Ｎ＝ａ，ｂ，ｃ），滤波电容为ＣＮ（Ｎ＝ａ，ｂ，ｃ），ＣＮ的电压和电流分别为ｕｃＮ（Ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）和ｉｃＮ（Ｎ＝ａ，ｂ，ｃ），交流电网侧滤波电感为Ｌ２Ｎ（Ｎ＝ａ，ｂ，ｃ），由上述拓扑结构可以推导出ＬＣＬ型滤波器拓扑结构的传递函数为：ＧＬＣＬ（ｓ）＝ｉ２Ｎ（ｓ）ｕＳＮ（ｓ）＝１Ｓ３Ｌ１ＮＬ２ＮＣＮ＋Ｓ（Ｌ１Ｎ＋Ｌ２Ｎ）（１）由式（１）可计算出系统发生谐振时的角频率为：Ｗ＝Ｌ１Ｎ＋Ｌ２ＮＬ１ＮＬ２ＮＣ槡Ｎ（２）本文提出一种基于逆变器直流侧电压环、滤波电容电流环和逆变器交流侧电流环的三闭环控制策略。
采用LCL滤波器的三相三电平并网逆变器控制技术郭小强, 王宝诚, 孙孝峰, 吴俊娟（电力电子节能与传动控制河北省重点实验室(燕山大学)，河北省秦皇岛市 066004）摘要：并网逆变器输出采用LCL滤波器可以有效抑制高频谐波，从而满足IEEE标准对并网电流谐波的要求。
然而，LCL滤波器的引入导致系统稳定性降低。
为了解决该问题，提出一种基于并联无源阻尼的控制方案。
首先介绍了三相三电平并网逆变器的工作原理，然后建立了系统数学模型，在此基础上根据Routh–Hurwitz稳定判据进行系统稳定性分析，得出并联电阻值和系统参数之间的关系，最后在MATLAB/Simulink环境下对控制方案进行验证。
仿真结果表明，该方案可有效解决LCL谐振引起的不稳定问题，同时保证并网电流谐波含量满足IEEE标准。
关键词：三相三电平；并网逆变器；LCL滤波器；稳定性；无源阻尼0 引言全球经济增长引发的能源消耗达到了前所未有的程度。
传统化石燃料过度消耗引起的全球变暖以及生态环境失衡等问题给人类带来了更大的生存威胁。
世界各国纷纷开始可再生能源的利用．通过可再生能源来改变人类的能源结构，实现长远的可持续发展。
太阳能作为一种分布广泛、取之不尽、用之不竭的绿色无污染清洁能源，日益受到人们的关注。
据国际能源机构IEA (International Energy Agency) 统计数据[1]，1992年至2009年之间，光伏发电系统容量呈逐年递增趋势，如图1所示。
其并网型光伏系统增长趋势较快，是目前广泛采用的发电方式。
为了实现光伏系统并网运行，需要通过电力电子装置进行功率变换[2]。
其中，逆变器作为光伏系统和电网之间的接口，起着至关重要的作用[3]。
通过逆变器的控制不仅可以保证光伏并网系统高质量地向电网输送功率，在电网故障时还可以实现有效的孤岛保护[4]。
传统并网逆变器输出端一般安装滤波电感衰减PWM产生的高频谐波。
为了满足谐波注入标准，通常需要选取较大的滤波电感，体积大，成本高，且影响系统的动态性能。
LCL型并网逆变器中重复控制方法研究一、概述随着可再生能源的快速发展，光伏、风电等分布式发电系统在电力系统中占据了越来越重要的地位。
由于分布式发电系统具有随机性、间歇性和不可调度性等特点，其并网过程对电力系统的稳定性、电能质量等方面带来了挑战。
为了解决这些问题，并网逆变器作为连接分布式发电系统与电网的关键设备，其控制策略的研究具有重要意义。
在并网逆变器的控制策略中，重复控制方法以其独特的优势受到了广泛关注。
重复控制方法基于内模原理，通过构建一个与电网电压基波周期相同的内部模型，实现对电网电压基波频率谐波的完全跟踪和无静差控制。
这种方法不仅能够有效地抑制电网电压波动对并网电流的影响，还能提高并网电流的波形质量，使其更好地跟踪电网电压。
本文旨在研究LCL型并网逆变器中的重复控制方法。
LCL型并网逆变器具有结构简单、效率高、滤波效果好等优点，在分布式发电系统中得到了广泛应用。
由于其滤波电感的存在，使得LCL型并网逆变器的控制变得更为复杂。
如何在保证并网电流波形质量的前提下，提高LCL型并网逆变器的稳定性和动态响应能力，是本文研究的重点。
本文首先介绍了LCL型并网逆变器的基本结构和数学模型，分析了其控制难点和现有控制策略的不足。
详细阐述了重复控制方法的原理及其在LCL型并网逆变器中的应用。
在此基础上，本文提出了一种改进的重复控制策略，通过引入预测算法和优化滤波器设计，提高了重复控制方法的性能。
通过仿真和实验验证了所提控制策略的有效性和优越性。
本文的研究成果对于提高LCL型并网逆变器的性能和稳定性，促进分布式发电系统的发展具有重要意义。
同时，也为其他类型的并网逆变器控制策略的研究提供了有益的参考和借鉴。
1.1 背景介绍随着全球能源结构的转变和可再生能源的兴起，太阳能光伏发电已成为全球新能源领域的一大热点。
光伏发电以其清洁、可再生和可持续的特性，在全球范围内得到了广泛的关注和应用。
随着光伏系统的规模不断扩大和并网技术的不断提升，如何确保光伏并网逆变器的稳定性和电能质量成为了研究的重点。
第31卷第12期中国电机工程学报V ol.31 No.12 Apr.25, 201134 2011年4月25日Proceedings of the CSEE ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng.文章编号：0258-8013 (2011) 12-0034-06 中图分类号：TM 85 文献标志码：A 学科分类号：470⋅40带LCL输出滤波器的并网逆变器控制策略研究王要强，吴凤江，孙力，段建东(哈尔滨工业大学电气工程系，黑龙江省哈尔滨市 150001)Control Strategy for Grid-connected Inverter With an LCL Output FilterWANG Yaoqiang, WU Fengjiang, SUN Li, DUAN Jiandong(Department of Electrical Engineering, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, Heilongjiang Province, China)ABSTRACT: The grid-connected inverter with LCL output filter is a third-order and multi-variable system, claiming a higher demands to the control system design. Aiming at this, a grid-connected inverter control strategy based on inverter-side current closed-loop and capacitor current feed-forward was proposed, controling the grid-side current indirectly through the inverter-side current. With the proposed control strategy, system stability and unity power factor are ensured, at the same time, no additional sensors are needed, making equipment costs reduced and reliability enhanced. Effectiveness and feasibility of the proposed strategy are validated by both the simulation and experiment results.KEY WORDS: grid-connected inverter; LCL filter; system stability; power factor; current estimation摘要：并网逆变器用LCL输出滤波器是一个三阶多变量系统，给控制系统设计提出了更高的要求。
针对该问题，提出一种基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略，通过逆变器侧电流间接控制并网电流。
该控制策略能够保证系统稳定和单位功率因数运行，并且整个控制过程无需增加额外的传感器，降低了系统成本，增强了系统可靠性。
仿真和实验结果验证了提出控制策略的有效性与可行性。
关键词：并网逆变器；LCL滤波器；系统稳定性；功率因数；电流估计0 引言随着能源和环境问题的日益严峻，风力发电、光伏发电等新能源并网发电技术越来越受到人们的重视，已经成为能源可持续发展战略的重要组成部分[1-3]。
并网逆变器作为发电系统与电网连接的核心装置，直接影响到整个并网发电系统的性能，近年来逐渐成为国内外研究的热点[4-6]。
基金项目：国家自然科学基金项目(50477009)。
Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50477009).并网逆变器传统上采用L滤波器来抑制并网电流中由功率器件通断引入的高次谐波[7-11]，然而，随着逆变器功率等级的提高，特别是在中高功率应用场合，为降低功率器件的应力和损耗，一般选取较低的开关频率，致使网侧电流中的谐波含量增加。
要使并网电流满足同样的谐波标准将需要一个较大的电感值。
电感值的增加不仅会使网侧电流变化率下降，系统动态性能降低，还会带来体积过大、成本过高等一系列问题。
针对上述问题，用LCL 滤波器代替L滤波器成为近年来相当有吸引力的解决方案[12-16]。
LCL滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比，频率越高，阻抗越小，因此对电流高次谐波有更强的抑制能力。
为此，在相同的谐波标准下LCL滤波器的应用可以降低总的电感取值，在大中功率应用场合，其优势尤为明显。
但是，LCL滤波器是一个三阶多变量系统，给控制系统设计提出了更高的要求。
如果直接采用典型的并网电流闭环的控制策略，系统是不稳定，的且不利于功率开关的保护[17]。
文献[13]忽略滤波电容支路的影响，认为网侧电流和逆变器侧电流近似相等，采取逆变器侧电流闭环的控制策略，该策略易于系统稳定，且可以更为有效地保护功率开关，但电容支路的分流作用会使得系统功率因数降低。
文献[16]提出采用逆变器侧电流和网侧电流加权平均值闭环的控制策略，系统稳定且在一定程度上提高了系统功率因数，然而加权平均电流和并网电流之间仍有相角差，并未彻底解决功率因数降低的问题。
本文提出一种基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略，利用逆变器侧电流间接控制并网电流。
电容电流通过估算获得，减少了电流传感器的数量，节约了系统成本，增强了系统可靠性。
最后，通过仿真和实验对提出的控制第12期 王要强等：带LCL 输出滤波器的并网逆变器控制策略研究 35策略进行验证。
1 系统模型图1为带LCL 输出滤波器的三相电压型并网逆变器拓扑结构示意图，由直流回路、功率开关桥路和交流回路组成。
直流回路包括等效直流电源和直流侧滤波电容C dc ；功率开关桥路由IGBT 和与之反并联的二极管组成的三相半桥构成；交流回路通过LCL 输出滤波器与三相电网相连，LCL 滤波器由逆变器侧电感L 1k 、网侧电感L 2k 和滤波电容C k 组成，其中k=a 、b 、c 。
图1 带LCL 输出滤波器的并网逆变器拓扑结构 Fig. 1 Grid-connected inverter with an LCL output filter假定电网为星形连接并且三相电压稳定对称，滤波电感是线性的，不考虑磁芯饱和，视主电路开关元器件为理想开关元件。
忽略电路中的寄生电阻，由基尔霍夫电压、电流定律可以得到功率回路方程[17-18]为1dc c 1,,2c 2c 12dc dc dc 1a,b,c d ()d d d d d d d k k k a b c kk i u s s u L t i u L e t u i C it ui C i s t ==⎧−=+⎪⎪⎪=+⎪⎪⎨⎪=+⎪⎪⎪=+⎪⎩∑∑ (1)式中u dc 、u c 、i 1、i 2、i dc 和e 分别为直流母线电压、交流侧滤波电容电压、逆变器交流侧电流、网侧电流、直流侧电流和电网电压。
由式(1)可以得到LCL 滤波器模型框图，如图2所示，其中，G 1(s )=1/L 1s ，G 2(s )=1/Cs ，G 3(s )=1/L 2s 。
图2 LCL 滤波器模型框图Fig. 2 Block diagram showing LCL filter model根据图2可以导出并网电流i 2相对于逆变器交流侧电压u 的信号增益，即开环传递函数为231212()1()()()i s G s u s L L Cs L L s==++ (2)当滤波电容C =0时，式(2)可以写为212()1()()()i s G s u s L L s ==+ (3) 此时，LCL 滤波器就变成了L 滤波器，由式(2)、(3)分别绘制二者的幅频特性曲线，如所图3示。
由图3可知：在低频段，LCL 滤波器和L 滤波器的幅频特性曲线基本一致；在高频段，LCL 滤波器比L 滤波器有更强的衰减能力。
但与此同时，LCL 滤波器与L 滤波器相比也增加了变量数目，提高了系统的阶数，给系统控制提出更高的要求。
为了便于下面分析，在此给出LCL 滤波器参数：L 1=5.2 mH 、C =50 µF 、L 2=1.6 mH 。
幅值/d Bf /(rad/s)−−图3 L/LCL 滤波器的幅频特性曲线Fig. 3 Magnitude-frequency curve of the L/LCL filter2 控制策略2.1 传统电流控制策略分析与L 滤波器相比，LCL 滤波器多了一个电容支路，因电压、电流传感器的安装位置可以有多种选择，增加了闭环控制的自由度。
从选择电流内环控制变量的角度出发，可以将他们分为网侧电流闭 环[17,19]和逆变器侧电流闭环[20]两种方式。
如果以网侧电流i 2为内环控制变量，其闭环结构框图如图4 (a)所示，对应的开环传递函数为i 123o 1223()()()()()1+()()()()G s G s G s G s G s G s G s G s G s =+(4)根据式(4)，绘制网侧电流闭环控制策略下的系统根轨迹曲线，如图5(a)所示。
由图5可以看出，无论开环增益取多么小的值，总有极点分布在复平面的右半平面，因而系统是不稳定的。
实际上，为了更为有效地对逆变器功率开关进行过流保护，通常将电流传感器放置在逆变器侧，即对逆变器侧电流i 1进行闭环控制。
图4(b)为采用逆变器侧电流闭环控制策略的结构框图，对应的开环传递函数为i 123o 1223()()[1()()]()1+()()()()G s G s G s G s G s G s G s G s G s +=+(5)图5(b)为逆变器侧电流闭环控制策略下的根轨36 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷迹曲线，由图5可知，除个别极点落在虚轴上外，大部分极点分布在复平面的左半平面，选择合适的控制器参数能够保证系统稳定运行。
但如果采用逆变器侧电流闭环的控制策略，LCL 滤波器电容支路的存在会造成网侧电流滞后于逆变器侧电流、功率因数降低的现象，并且滤波电容越大功率因数的降低就越为明显。
闭环(b) 逆变器侧电流i 1闭环图4 闭环控制系统结构框图Fig. 4 Block diagram of the closed-loop control structure虚轴/104实轴/104−−−虚轴/103实轴/102−−(a) 网侧电流闭环 (b) 逆变器侧电流闭环图5 控制系统根轨迹曲线Fig. 5 Root locus curve of the control system图6描述了分别采用逆变器侧电流和网侧电流闭环时并网逆变器交流侧各电压、电流间的相量关系。
