对推挽逆变器中变压器漏感尖峰有源钳位的研究

一推挽逆变器的原理分析主电路如图1所示：Q1，Q2理想的栅极（UG1,UG2）漏极(UD1,UD2)波形如图2所示：实际输出的漏极波形：从实际波形中可以看出，漏极波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2两管同时截止的死区处都长了一个长长的尖峰，这个尖峰对逆变器/UPS性能的影响和开关管Q1,Q2的威胁是不言而喻的，这里就不多说了。

二Q1,Q2两管漏极产生尖峰的成因分析从图1中可以看出，主电路功率元件是开关管Q1,Q2和变压器T1。

Q1,Q2的漏极引脚到TI初级两边走线存在分布电感，T1初级存在漏感，当然T1存在漏感是主要的。

考虑到漏感这个因素我们画出推挽电路主电路等效的原理图如图4所示：从图4中可以看出L1,L2就等效于变压器初级两边的漏感，我们来分析一下Q1导通时的情形：当Q1的栅极加上足够的驱动电压后饱和导通，电池电压加到漏感L1和变压器T1初级上半部分，当然绝大部分是加到T1初级上半部分,因为L1比T1初级上半部分电感小得多。

此时Q2是截止的，主电路电流方向为从电池正极到T1初级上半部分到L1到Q1的DS再回到电池的负极;L1上电压的极性为左负右正，T1初级上半部分电压的极性为上负下正，如图5所示：当Q1栅极信号由高电平变为低电平时，此时Q2也还截止，即死区处Q1,Q2都不导通，T1初级上半部分由于和次级耦合的原因，能量仅在Q1导通时向次级传递能量，到Q1截止时T1初级上半部分上端的电位已恢复到电池电压，而L1可以看做是是一个独立的电感，它储存的能量耦合不到变压器T1的次级。

但是，随着Q1由导通转向截止，L1上的电流迅速减小，大家知道电感两端的电流是不能突变的，根据自感的原理L1必然要产生很高的反向感生电动势来阻碍它电流的减小，所以此时电感电压的极性和图5相反，T1初级上半部分的电压为0，两端点的电压都等于电池电压，此时Q1漏极的电压就等于L1两端的电压和电池电压之和，这就是Q1,Q2两管漏极产生尖峰的原因，如图6所示。

Q1，Q2理想的栅极（UG1,UG2）漏极(UD1,UD2)波形如图2所示：实际输出的漏极波形：从实际波形中可以看出，漏极波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2两管同时截止的死区处都长了一个长长的尖峰，这个尖峰对逆变器/UPS 性能的影响和开关管Q1,Q2的威胁是不言而喻的，这里就不多说了。

二 Q1,Q2两管漏极产生尖峰的成因分析从图1中可以看出，主电路功率元件是开关管Q1,Q2和变压器T1。

Q1,Q2的漏极引脚到TI初级两边走线存在分布电感， T1初级存在漏感，当然T1存在漏感是主要的。

考虑到漏感这个因素我们画出推挽电路主电路等效的原理图如图4所示：从图4中可以看出L1,L2就等效于变压器初级两边的漏感，我们来分析一下Q1导通时的情形：当Q1的栅极加上足够的驱动电压后饱和导通，电池电压加到漏感L1和变压器T1初级上半部分，当然绝大部分是加到T1初级上半部分,因为L1比T1初级上半部分电感小得多。

此时Q2是截止的，主电路电流方向为从电池正极到T1初级上半部分到L1到Q1的DS再回到电池的负极;L1上电压的极性为左负右正，T1初级上半部分电压的极性为上负下正，如图5所示：当Q1栅极信号由高电平变为低电平时，此时Q2也还截止，即死区处Q1,Q2都不导通，T1初级上半部分由于和次级耦合的原因，能量仅在Q1导通时向次级传递能量，到Q1截止时T1初级上半部分上端的电位已恢复到电池电压，而L1可以看做是是一个独立的电感，它储存的能量耦合不到变压器T1的次级。

但是，随着Q1由导通转向截止，L1上的电流迅速减小，大家知道电感两端的电流是不能突变的，根据自感的原理L1必然要产生很高的反向感生电动势来阻碍它电流的减小，所以此时电感电压的极性和图5相反，T1初级上半部分的电压为0，两端点的电压都等于电池电压，此时Q1漏极的电压就等于L1两端的电压和电池电压之和，这就是Q1,Q2两管漏极产生尖峰三 Q1,Q2两管漏极产生尖峰的消除上面我们已经分析了Q1,Q2两管漏极产生尖峰的原因，下面我们就来想办法消除这个尖峰了。

有源钳位正激的复位：高侧与低侧简介关于有源钳位技术的所有论文均显示钳位电路应用于直接跨过变压器初级侧的高端，或直接跨过主MOSFET开关的漏极至源极的低端。

更有趣的是，作者似乎在哪方面最好，哪一方面最好，而为什么却很少或根本没有解释的问题上各占一半。

将有源钳位变压器复位技术应用于高端与将其应用于高端之间存在细微但值得注意的区别。

每种应用都会产生不同的传递函数，进而导致在复位期间向钳位电路施加不同的电压。

钳位电容器的值和电压额定值以及每种情况下栅极驱动电路之间的不同考虑因素都将受到直接影响。

Low-Side Clamp（低端钳位）图1显示了应用于基本单端正激转换器的低端钳位电路，该转换器具有标准的全波整流输出和LC滤波器只要主MOSFET Q1导通，就会在变压器的励磁电感上施加全部输入电压，这称为功率传输模式。

相反，每当辅助（AUX）MOSFET Q2导通时，钳位电压和输入电压之间的差就会施加到变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。

低端钳位的一个特定事实是，由于体二极管的方向，辅助MOSFET Q2必须是P沟道器件。

还值得注意的是，Q2仅载有变压器励磁电流，与反射的负载电流相比，平均值很小。

因此，选择低栅极电荷MOSFET应该是主要考虑因素，而低RDS（on）只是次要考虑因素。

在Q1关闭和Q2打开之间还引入了一个附加的死区时间。

在死区时间期间，初级电流保持连续流过P沟道AUX MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管。

这通常被称为谐振周期，其中为零电压开关（ZVS）设置条件。

这是有源钳位拓扑结构的重要且独特的特性，但是对于此比较而言，它几乎没有什么意义，除了简要提到有源钳位应用于低端还是高端始终存在。

忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感两端应用伏秒平衡原理来推导低端钳位的传递函数（1）给出钳位电压VC(LS)的简化式(1)（2）有趣的是，对于非隔离式升压转换器，（2）中给出的传递函数也是相同的传递函数，这就是为什么低侧钳位通常被称为升压型钳位的原因。

有源箝位反激变换器分析与设计时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者：1. 引言反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。

但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。

作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。

图1 有源箝位反激变换器电路拓扑图2 有源箝位反激变换器原理波形2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。

变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。

稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。

七个开关状态为：① t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电；② t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升；③ t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)；④ t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC便获得了零电压开通(ZVS)；⑤ t=t4～t5：t4时刻，SC关断，Lr与Cr谐振，在Cr放电期间u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；⑥ t=t5～t6：t5时刻，uDS=0，假定Lr储能大于Cr储能，足以使S体内寄生二极管Ds开通，Lr 上电压箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，则副边整流二极管D中电流i2下降速率为(Lm>>Lr) (1)⑦ t6～t7：t6时刻S零电压ZVS开通，随着iLr上升，i2逐渐下降，t7时刻iLr已上升到磁化电流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)变为Ui，随后Lm和Lr再次线性充电，新的PWM开关周期又开始了。

4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。

因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。

钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。

在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。

RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。

对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。

图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。

开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。

2）t1-t2阶段。

从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。

(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 202011311811.5(22)申请日 2020.11.20(71)申请人 广州金升阳科技有限公司地址 510670 广东省广州市黄埔区南云四路8号(72)发明人 王海洲　袁源　(51)Int.Cl.H02M 1/32(2007.01)H02M 3/335(2006.01)H02M 1/44(2007.01)(54)发明名称一种有源钳位反激变换器的钳位电路及其控制方法(57)摘要本发明公开了一种有源钳位反激变换器的钳位电路及其控制方法，通过在钳位电容放电回路中串联反向恢复特性好的开关单元，在主开关管关断时，当谐振电流减小到零后，谐振电流只产生一点负向电流开关单元就可关闭，以避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放，解决了钳位开关管反向恢复带来的谐振周期变化的问题，提高反激变换器的效率，改善反激变换器的EMI。

权利要求书1页 说明书5页 附图3页CN 112491258 A 2021.03.12C N 112491258A1.一种有源钳位反激变换器的钳位电路，包括钳位电容和钳位开关管，其特征在于：还包括串联在钳位电容放电回路中的反向恢复特性好的开关单元，在主开关管关断时，当谐振电流减小到零后，谐振电流只产生一点负向电流开关单元就可关闭，以避免存储在钳位电容上的能量在主开关管关断期间被意外释放。

2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：所述开关单元，为低压开关管，低压开关管正向串联在钳位电容与钳位开关管之间，低压开关管的源极连接钳位开关管的漏极，低压开关管的漏极连接钳位电容。

3.根据权利要求2所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：在同一开关周期内，所述低压开关管比钳位开关管先开通，所述低压开关管比钳位开关管后关断。

4.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的钳位电路，其特征在于：所述开关单元，包括第一二极管和第二二极管，第一二极管正向串联在钳位电容与钳位开关管之间，用于在钳位电容与主开关管之间形成反向并联支路，即第一二极管的阳极连接钳位电容，第一二极管的阴极连接钳位开关管的漏极；第二二极管反向并联在第一二极管与钳位开关管所构成的串联支路两端，即第二二极管的阴极连接第一二极管的阳极，第二二极管的阳极连接钳位开关管的源极。

反激电源漏感尖峰计算的探讨
一、引言
反激电源是一种常见的开关电源结构，其优点是电路简单，成本低。

然而，由于变压器漏感的存在，使得在开关过程中会产生电压尖峰，对开关器件造成损害，因此，精确计算和控制反激电源的漏感尖峰至关重要。

二、漏感产生的原因及影响
在反激电源中，当开关器件关断时，原边电感中的能量通过漏感转移到副边，形成尖峰电压。

如果这个尖峰电压过高，可能会导致开关器件的损坏，甚至引起整个系统的不稳定。

三、漏感尖峰计算的方法
漏感尖峰电压的计算通常采用基于能量守恒原理的方法。

首先，需要测量或计算出变压器的漏感值，然后根据开关频率和占空比等参数，可以得到漏感能量的大小。

最后，根据能量守恒原理，可以得到尖峰电压的大小。

四、如何降低漏感尖峰
对于已经设计好的反激电源，可以通过增加缓冲电路，如RCD吸收电路或者有源钳位电路来降低漏感尖峰。

另外，也可以通过优化变压器的设计，减小漏感的值，从而降低尖峰电压。

五、结论
总的来说，反激电源的漏感尖峰是一个需要重视的问题。

通过对漏感尖峰的精确计算和有效控制，可以提高反激电源的稳定性和可靠性。

同时，这也是一个值得深入研究的课题，期待未来能有更多的研究成果。

以上就是关于反激电源漏感尖峰计算的探讨，希望能对你有所帮助。

179中国设备工程Engineer ing hina C P l ant中国设备工程 2019.10 （上）太阳能微型逆变器的研究成为最近几年人们研究可再生能源的重要装置，专业研究人员都在设法提高微型逆变器的效率。

随着功率开关器件的发展，人们在其拓扑结构和变换技术上取得了很大的进步，发展到了相当高的水平；有源钳位电路是在开关电源中常用的一种软开关控制电路，现在被人们更多地应用在对高频电路中开关管的保护上。

在本文中，有源钳位电路应用在太阳能微型逆变器的前级升压部分，用以吸收反馈能量和减小开关管的承受的电压应力。

在反激式变换器中，漏感L r 是衡量变压器性能的一项重要指标。

变压器的漏感和开关管的结电容谐振，使开关管在截止瞬间产生很高的电压尖峰，容易把开关器件过压击穿，所以在反激式变换器中开关器件往往需要承受很高的电流和电压应力。

为了使功率开关器件工作在安全工作区，要将变压器漏感产生感生电势（过电压）限制在允许范围内，本文通过设置有源钳位电路限制变压器漏感产生的尖峰过电压。

并通过实验和matlab 仿真验证了有源钳位电路提高转换效率的有效性。

1 反激式DC-DC 电路拓扑结构分析1.1 无源钳位电路的反激式拓扑结构及分析钳位电路是将脉冲信号的某一部分固定在指定电压值上，并保持原波形形状不变的电路，分为有源钳位电路和无源钳位电路，下面首先对两种无源钳位电路做一个比较分析。

ZD 钳位电路，对由齐纳二极管的阻断电压指定的开关管电压提供硬钳位，该电路结构简单，易于实现，缺点是钳位电压要由二极管的阻断电压决定，大大限制了抑制不同的尖峰电压。

RCD 钳位电路，其开关管关断后，漏感能量将被转移到钳位电容中，那么开关管两端的电压即被钳位到固定值，从而减小了开关管的电压应力。

这种钳位电路优点是结构简单、体积小、成本低，但是变压器激磁电感磁通复位的能量最终转移到了电阻上，继而转化为热能消耗掉，降低了反激式变换器的效率。

有源钳位在反激式微逆变器中的应用研究秦晓佳1，2，吴义纯1，2，陈银1，2，于传1，2，马娟1，2，李冰3（1.安徽电气工程职业技术学院，安徽 合肥 230051；2.国网安徽省电力有限公司培训中心，安徽 合肥 230022；3.阳光电源股份有限公司，安徽 合肥 230088）摘要：反激式变换电路中，为了降低开关管承受电压应力和提高转换效率，目前多采用钳位电路实现软导通和软关断以降低开关管开关损耗。

有源钳位波形
有源钳位是一种常用的逆变器控制策略，其主要作用是改善输出电流的波形质量，降低谐波含量。

具体来说，有源钳位控制策略通过在反激电路上加一个钳位电容和一个辅助开关管，储存和回馈漏感能量，并且利用谐振实现功率管的软开关。

在有源钳位控制下，输出电流的波形可以得到改善，减小了谐波对电网的影响。

但是，在某些时段，输出电流的畸变仍然可能发生。

为了解决这个问题，可以采用输出电流闭环的控制方式，以提高输出电流的波形质量和降低谐波含量。

此外，有源钳位控制策略还可以采用变pi控制策略，以保证整个功率范围内逆变器的高质量输出电流波形。

仿真和实验结果证明了采用有源钳位控制策略的逆变器具有更好的性能。

至于有源钳位控制下的具体波形，可以参考相关的文献或实验数据。

需要注意的是，不同的应用场景和控制参数可能会对波形产生不同的影响。