OB变压器
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OB2263 变压器设计
IPK=2*变压器输出功率/(变压器效率*最低输入直流电压*最大占空比)
LP=(最低输入电压*最大开通时间)/峰值电流,
NP=(初级电感量*初级电流峰值)/(磁芯截面积*工作磁通)
N=(最低输入电压*最大占空比)/(输出电压+整流二极管正向电压降)/(1-最大占空比)，Don(最大导通时间)=周期*最大占空比
①Don(最大导通时间)=周期*最大占空比（0.45）
②IPK=2*变压器输出功率/(变压器效率*最低输入直流电压*最大占空比)
③LP=(最低输入电压*最大开通时间)/峰值电流,
④NP=(初级电感量*初级电流峰值)/(磁芯截面积*工作磁通)
⑤N=(最低输入电压*最大占空比)/(输出电压+整流二极管正向电压降)/(1-最大占空比)，
⑥二极管反射电压Vor=(输出电压+整流二极管正向压降)*N。
变压器的纵差动保护原理及整定方法
热电厂主变压器的纵差动保护原理及整定方法浙江旺能环保股份有限公司 作者：周玉彩一、构成变压器纵差动保护的基本原则我们以双绕组变压器为例来说明实现纵差动保护的原理，如图1所示。
由于变压器高压侧和低压侧的额定电流不同，因此，为了保证纵差动保护的正确工作，就必须适当选择两侧电流互感器的变比，使得在正常运行和外部故障时，两个二次电流相等，亦即在正常运行和外部故障时，差动回路的电流等于零。
例如在图1中，应使图1 变压器纵差动保护的原理接线'2I =''2I =1'1l n I =21''l n I 或 12l l n n 1'1''I I =B n 式中：1l n —高压侧电流互感器的变比；2l n —低压侧电流互感器的变比；B n —变压器的变比（即高、低压侧额定电压之比）。
由此可知，要实现变压器的纵差动保护，就必须适当地选择两侧电流互感器的变比，使其比值等于变压器的变比B n ，这是与前述送电线路的纵差动保护不同的。
这个区别是由于线路的纵差动保护可以直接比较两侧电流的幅值和相位，而变压器的纵差动保护则必须考虑变压器变比的影响。
二、变压器纵差动保护的特点变压器的纵差动保护同样需要躲开流过差动回路中的不平衡电流，而且由于İ1′′ n İ1′差动回路中不平衡电流对于变压器纵差动保护的影响很大，因此我们应该对其不平衡电流产生的原因和消除的方法进行认真的研究，现分别讨论如下： 1、由变压器励磁涌流LY I 所产生的不平衡电流变压器的励磁电流仅流经变压器的某一侧，因此，通过电流互感器反应到差动回路中不能平衡，在正常运行和外部故障的情况下，励磁电流较小，影响不是很大。
但是当变压器空载投入和外部故障切除后电压恢复时，由于电磁感应的影响，可能出现数值很大的励磁电流（又称为励磁涌流）。
励磁涌流有时可能达到额定电流的6~8倍，这就相当于变压器内部故障时的短路电流。
OB_2203 设计指南
功能描述1 SS上拉至以上时，还可以触发芯片闩锁2 FB 系统反馈管脚。
占空比由FB和作时，的电压决定了系统工作在三种模式之一模式， (PFM) 模式，和间歇工作模式3 CS 电流检测管脚。
芯片地4 GND外部功率栅极驱动管脚。
5 GATE芯片电源管脚。
6 VCCPFC OB2203内部集成了一个开关，该开关连7 PFCVCC(VCC)OB2203会切断级，系统效率和可靠性因此得到增加。
8 DEM 检测管脚。
通过对辅助绕组电压进行谷底1. OB2203准谐振（QR）控制示意图更高的效率按照上述的准谐振系统的工作原理可知，新的开关周期触发正好在漏极谐振电压的某个谷底开始，系统的开关损耗由此大大降低。
多模式工作示意图时，系统工作在准谐振模式，工作频率与线输入电压和负载有关。
为了避免工OB2203在准谐振模式下引入了130KHzVth2之间时，系统工作在脉冲频率调制模式。
在此模式下功率通时间保持不变，而负载降低引起系统开关频率降低。
时，系统工作在间歇工作模式。
此时负载很低，功率MOSFET大部分时间处于关闭状态，从而降低了系统待机功耗。
如果系统从轻载进入重载工作，会在延时10mS PFC。
OB2203在系统发生任何异常情况（, OTP, OVP PFC以保护系统安全。
可编程软启动软启动功能可以降低系统启动过程中功率MOSFET的电压应力。
OB2203提供了可编程软启soft start）功能。
每次系统重新启动都会经历软启动过程，当VDD电压达到电流从SS脚流出对外接电容进行充电在此过程中流过功率MOSFET的峰值电流从开始逐渐上升，直到SS脚电压达到5所示5. OB2203可编程软启动示意图负载端过压保护检测与波形自适应斜率补偿消除满载时的次谐波振荡将系统在准谐振模式工作时的最低频率钳位在所以在低压满载时，系统可模式，在这种情况下，会自动在电流检测环路中加入斜率补偿从而避免了次谐波振荡(sub harmonic oscillation)内置过功率保护(Over Power Protection)补偿系统中有两个作用：其一是级采用高低压两段式，能补偿两段式带来的功率差别；其二是在启动过程中，应用的系统是先启动由于采用了准谐振的控制架构，系统最大输出功率不仅与初级的峰值电流I PK当系统输出发生短路、过流、过功率或者反馈出现开环状态现象时，系统反馈电压并且会超过一个设定的阈值；当这种现象持续会立即关闭输出，从而保护整个系统，然后芯片系统重新启动，当故障依然存在时系统将重复上述现象。
OB3330X 中文
-40
-10
20
50
80
110
140
Temperature(℃)
UVLO(ON) vs Temperature
10.5 10 UVLO(ON)(V) 9.5 9 8.5 8 -40 -10 20 50 UVLO(OFF)(V) 16.5 16
UVLO(OFF) vs Temperature
en fid
OB3330X
高 PF 原边反馈 LED 控制器
概述
OB3330X 是一款采用原边反馈控制技术并实现高 功率因数校正的 LED 恒流驱动控制器，应用于反激 隔离 LED 照明。 OB3330X 提供的特性功能包括软启动功能,功率因 数校正, 恒流控制， 零电流检测， 电流采样比较器内 置前沿消隐（LEB） ，以及图腾柱输出驱动。 OB3330X 提供全面的保护功能，包括 LED 开路和 短路保护，VCC 过压保护和欠压保护，输出负载过 压保护，用户可设置阈值的逐周期峰值电流限制， 过温保护，输出驱动钳位以保护功率 MOSFET。
应用
o
OB3330X
高 PF 原边反馈 LED 控制器
基本信息
引脚排布 SOP8 引脚图如下
ZCD 1 8 VCC
额定封装散热 封装 SOP8
RθJA (℃/W) 150
应用极限参数 参数 VCC输入电压到地 GATE到地3 ZCD 到地 3 OCP_TH, MULT, COMP, 以及 CS 到地 工作环境温度 TA 最小/最大工作结温TJ 最小/最大储藏温度Tstg 管脚焊接温度(10secs) 范围 -0.3V to 40V -0.7V to 40V -1V to 7V -0.7V to 7V -20℃ ~ 85℃ -40 ~150℃ -55 ~150℃ 260 ℃
OB教程_反激环路设计
On-Bright confidential
10
Flyback PWM SCtoangfied小ent信ial号to 模Ten型pa(oCCM) Power Stage传函:
Λ
v(s)
Λ
d (s)
≈
Vg nD'2
(1 +
Ro1Cs)(1
−
n2
sLm D Ro (1 − D)2
1
+
s
n
2
L D '2
fiden VL = VI D −VO (1− D) = (VI +VO )D −VO Con vˆL = (VI +VO )dˆ − vˆO (1− D) ≅ (VI +VO )dˆ right iˆL = vˆL / sL On-B IO = IL (1− D)
iˆO = iˆL (1− D) − I Ldˆ
On-Bright confidential
19
电流模式与电压模式的直观a理o 解 电压模式是占空比直接调制，变压器电感是开环状态，在外围电压回路 np 中引入一个DC极点(s=0) Te 电流模式是占空比间接调制，变压器电感是闭环状态。 l to 反激变换器类似于buck-boost架构，以buck-boost为例分析。 tia 无论是电压还是电流模式，CCM中RHZ始终存在，且频率相同。
18
DCvMvFB(ΛΛs(模s)O) ≈n式V-VBF0Br下ig⋅ 11h++PtRRoCoo12wCCooon11eSsfridSetnat由平对Figalye于面于lbtaoP零Cc小owwCkTw点zp系eM==e信(n1r统而RR/pSoHR2C更言t号aoao1PC1go容，Zoe1传)易D，无C补所函右M偿以半！相
(完整版)高中物理之变压器知识点
高中物理之变压器知识点理想变压器是高中物理中的一个理想模型，它指的是忽略原副线圈的电阻和各种电磁能量损失的变压器。
实际生活中，利用各种各样的变压器，可以方便的把电能输送到较远的地区，实现能量的优化配置。
在电能输送过程中，为了达到可靠、保质、经济的目的，变压器起到了重要的作用。
变压器理想变压器的构造、作用、原理及特征构造：两组线圈（原、副线圈）绕在同一个闭合铁芯上构成变压器。
作用：在输送电能的过程中改变电压。
原理：其工作原理是利用了电磁感应现象。
特征：正因为是利用电磁感应现象来工作的，所以变压器只能在输送交变电流的电能过程中改变交变电压。
理想变压器的理想化条件及其规律在理想变压器的原线圈两端加交变电压U1后，由于电磁感应的原因，原、副线圈中都将产生感应电动势，根据法拉第电磁感应定律有：忽略原、副线圈内阻，有U1＝E1，U2＝E2另外，考虑到铁心的导磁作用而且忽略漏磁，即认为在任意时刻穿过原、副线圈的磁感线条数都相等，于是又有，由此便可得理想变压器的电压变化规律为。
在此基础上再忽略变压器自身的能量损失（一般包括线圈内能量损失和铁芯内能量损失这两部分，分别俗称为“铜损”和“铁损”），有P1=P2 而P1=I1U1，P2=I2U2，于是又得理想变压器的电流变化规律为由此可见：（1）理想变压器的理想化条件一般指的是：忽略原、副线圈内阻上的分压，忽略原、副线圈磁通量的差别，忽略变压器自身的能量损耗（实际上还忽略了变压器原、副线圈电路的功率因数的差别。
）（2）理想变压器的规律实质上就是法拉第电磁感应定律和能的转化与守恒定律在上述理想条件下的新的表现形式。
规律小结（1）熟记两个基本公式即对同一变压器的任意两个线圈，都有电压和匝数成正比。
②P入=P出，即无论有几个副线圈在工作，变压器的输入功率总等于所有输出功率之和。
（2）原副线圈中过每匝线圈通量的变化率相等（3）原副线圈中电流变化规律一样，电流的周期频率一样（4）公式中，原线圈中U1、I1代入有效值时，副线圈对应的U2、I2也是有效值，当原线圈中U1、I1为最大值或瞬时值时，副线圈中的U2、I2也对应最大值或瞬时值（5）需要特别引起注意的是：①只有当变压器只有一个副线圈工作时，才有：②变压器的输入功率由输出功率决定，往往用到：即在输入电压确定以后，输入功率和原线圈电压与副线圈匝数的平方成正比，与原线圈匝数的平方成反比，与副线圈电路的电阻值成反比。
OB2273 guide
2.引脚说明：OB2273 封装形式SOT23-6管脚名称管脚编号VDD RT FB GATE GND CSNCTOB2273OB2273 系统工作模式示意图OB2273 采用在重载条件下采用固定频率工作模式。
随着负载降低，进入降频工作模式，提高轻载效率；在负载较轻或空载时，系统进入间歇工作模式，从而降低功耗。
各模式的切换通过系统反馈电压FB来控制，如上图所示：Current-Mode PWM OB2273RT 仅作为RT仅作为OVP Latch protection RT作为OTP and OVP Latch protectionoptionalCurrent-Mode PWM OB2273Current-Mode PWM OB2273 (1)(2) (3)快速启动电路⑤①②③⑥⑦④案例一(40W)：100mW设计关键点Current-Mode PWM OB2273系统高低压补偿设计电路Current-Mode PWM OB2273普通反馈补偿电路增加极点反馈补偿电路Current-Mode PWM OB227320V264Vac:SCP,saturation voltage (Vds_sat) is high. Cs pin RC设计Add RC circuit to reduce drain saturation voltage across MOS.CS pin R*太大造成Vds冲高现象从上图FB(红色）波形，可以看到环路加快，从而避免了Vds冲高现象Current-Mode PWM OB2273Current-Mode PWM OB2273说明：１）100mW以下方案设计，效率>87%.Current-Mode PWM OB2273Thank you !。
OB2212变压器计算公式
本文主要介绍采用 OB2212 芯片的 Flyback 变换器的变压器设计要点。
On-Bright Strictly Confidential to CGE 2、 设计流程
© On-Bright Electronics
图 1 设计流程图
-1-
Strictly Confidential OB_DOC_EN_12A0
t 根据计算的原边匝数、电感量、峰值电流验证变压器的最大工作磁通密度:
righ Bm
=
Lm ⋅ I pk Ae ⋅ N p
= 2900T
< Bsat
= 3000T
(21)
-B 4.11 原边、副边电流有效值
OnI P _ RMS = I pk ⋅
Dmax ≈ 0.22 A 3
(22)
I S _ RMS = N ⋅ I pk ⋅
n 4.3 输入电容容量选择原则 Co 根据输出功率，考虑 EMI 特性，选择 Π 型滤波器，输入电解电容选择为 6.8µF //22µF。
tly 4.4 最小输入电压 ic 根据公式有：
t Str ( ) VDCMIN =
V2 ac min_ pk
−
2 ⋅ Pin
⋅ ⎜⎛ T ⎝2 Cin
−
Tc
⎟⎞ ⎠
CG 原边绕组匝数为:
l to Np
= VDCMIN ⋅ Ton _ max Ae ⋅ ΔB
=
91⋅ 9.4 ≈ 126T 23 ⋅ 2900
(18)
tia 根据匝比，副边绕组匝数为：
n Nsec = N p N = 126 / 8.6 ≈ 14T
(19)
fide 4.9 VDD 绕组匝数
n 输出电压满载时 9V，系统进入 auto-recovery 状态时，输出电压大概 3.0V 左右，此时 VDD 大概 o 在 8.5V~9V。
On-Bright Strictly Confidential to CGE 2、 设计流程
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图 1 设计流程图
-1-
Strictly Confidential OB_DOC_EN_12A0
t 根据计算的原边匝数、电感量、峰值电流验证变压器的最大工作磁通密度:
righ Bm
=
Lm ⋅ I pk Ae ⋅ N p
= 2900T
< Bsat
= 3000T
(21)
-B 4.11 原边、副边电流有效值
OnI P _ RMS = I pk ⋅
Dmax ≈ 0.22 A 3
(22)
I S _ RMS = N ⋅ I pk ⋅
n 4.3 输入电容容量选择原则 Co 根据输出功率，考虑 EMI 特性，选择 Π 型滤波器，输入电解电容选择为 6.8µF //22µF。
tly 4.4 最小输入电压 ic 根据公式有：
t Str ( ) VDCMIN =
V2 ac min_ pk
−
2 ⋅ Pin
⋅ ⎜⎛ T ⎝2 Cin
−
Tc
⎟⎞ ⎠
CG 原边绕组匝数为:
l to Np
= VDCMIN ⋅ Ton _ max Ae ⋅ ΔB
=
91⋅ 9.4 ≈ 126T 23 ⋅ 2900
(18)
tia 根据匝比，副边绕组匝数为：
n Nsec = N p N = 126 / 8.6 ≈ 14T
(19)
fide 4.9 VDD 绕组匝数
n 输出电压满载时 9V，系统进入 auto-recovery 状态时，输出电压大概 3.0V 左右，此时 VDD 大概 o 在 8.5V~9V。
变压器保护原理及试验方法最终版
2.2 后备保护的原理
2.2.1 过流保护 过流保护用于降压变压器，动作电流Idz的整定应考虑
躲过切除外部短路后电机自启动和变压器可能出现的最大负
荷电流，动作方程：I＞Idz 且t ＞Tdz。即短路电流I大于
动作电流定值Idz，持续时间t大于动作时间定值Tdz。一个 装置中可以设置多段过流保护，每段的Idz和Tdz各不相同， Idz越大 Tdz越小。
据，动作方程：I2＞K2xbI1。
K2xb为二次谐波制动系数整定值，推荐为0.15。 满足动作方程就闭锁差动保护，否则开放差动保护。
原理二：波形判别原理。
基波的波形是正弦波，完整对称。励磁涌流存在大量谐 波分量，波形是间断不对称的。保护装置利于三相差动电流 的波形判别作为励磁涌流的识别判据，判断波形是对称完整 的就开放差动保护，否则就闭锁差动保护。
2.2.6 零序过压保护
对全绝缘的变压器，中性点直接接地时采用零序过流保 护，而在中性点不接地时采用零序过压保护。
有些变压器在中性点装设放电间隙作为过电压保护，这 种变压器保护的零序过流保护和零序过压保护就变为间隙零 序过流保护和间隙零序过压保护，在间隙击穿过程中，间隙 零序过压和零序过流交替出现，有的厂家的装置一旦零序过 压或零序过流元件动作后，两个保护就相互展宽，使保护可 靠动作。
在实际的变压器差动保护装置中，其比率制动特性如图 4所示，图4中平行于横坐标的AB段称为无制动段，它是由启 动电流和最小制动电流构成的，动作值不随制动电流变化而 变化。我们希望制动电流小于变压器额定电流时无制动作用， 通常选取制动电流等于被保护变压器高压侧的额定电流的二 次值。即: Izd=Ie/nLH
2.2.7 失灵保护 220kV以上的断路器发生拒动时，会危及整个
OB2263 OB2263 设计指导
，可以为系统节省了一个外部的R-C网络，2. OB2263内部模块图On -B ri g h tc o nf i de nt i al to Ma x i wo rl d三．典型应用电路：端各电压门限相对应的系统工作状态为系统在空载或轻载时工作在间歇模式下的为环路开环，过功率保护或短路保护时FB 的短路电流典型值为采用传统的电流模式结构设计，其关断时间根据峰值电流调整，通过与主开关管转化成电压反馈到具有如下关系式： 端的电压。
与主开关管MOSFET 源极相连接的电流反馈电阻阻值的时间(f=65KHz)或VF 止输出脉冲，保证整个系统的安全。
时系统工作在间歇工作模式，如果系统出现可听及的异音，请先检查系统是否工作正常，如果你确认无误，请检查系统缓冲吸收回路中的电容材质，如果使用的是普通压电陶瓷电容，那么当系统工作在间歇工作状态时电容由于发生压电效应而产生异音是很可能的。
这时，请更换电容的材质，如电容；考虑成本及电容体积大小的因素，我们推荐使用果的前提下可以通过调整缓冲吸收回路中的电阻阻值来减少该电容的值有利于缩小电容体积及降低系统成本，例如2200PF/250V ，4700PF/250V 当系统工作在满载的情况下如果系统出现可听及的异音时，如果你确认无误，请检查芯片的FB 端的电压波形是否较平滑，如果发现较大的干扰请检PCB layout 是否合理，对于较小的干扰可通过外加滤波网络进行抑制，如图中组成的低通滤波器，FB ，FB 的取值不宜过大，根据系统的实际情况，R FB 可以为。
R ，C 的取值会影响系统的环路稳定，一般4700PF 电路，可以为系统节省一个外部的流反馈信号前沿噪声干扰持续时间超过芯片内置的前沿消隐tc o nf i de nt i al。
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Flyback PFC计算公式 需要填写的规格
输入、输出规格
AC最低输入电压 AC输入频率 AC最高输入电压 系统最高输出电压 系统最大输出电流 系统转换效率 VAC(min)= FAC= VAC(max)= VO(max)= IO(max)= ɳ=
重要计算参数
90.00 60.00 264.00 36.00 1.50 88.00 V Hz V V A %
AC输入最低时峰值与反激电压比例 Kv=
THD 输出二极管选择 二极管反向最小耐压 二极管平均电流 MOSFET选取 MOSFET最小耐压 MOSFET峰值电流 MOSFET电流有效值 MOSFET Rds(on) MOSFET导通损耗
THD=
15.31
%
VR_DIODE= IAVE_DIODE=
变压器设计
系统工作频率 输出二极管正向压降 原副边匝比 工作最大占空比 原边CS阈值电压 VDD设置电压 变压器原边线径电流密度 变压器副边线径电流密度 磁芯截面积 最大磁通选取 原边峰值电流 原边电流有效值 次级峰值电流 次级电流有效值 电感量 实际最大占空比 CS电阻取值 CS电阻损耗 原边线径直径选取 副边线径直径选取 原边最少圈数 实际所取原边圈数 实际所取副边圈数 实际辅助绕组圈数 磁芯中柱气隙 PF F= VF= N= D= VTH_OC= VDD= A_P= A_S= Ae= Bmax= IPEAK_P= IRMS_P= IPEAK_S= IRMS_S= L= D= RCS= PCS= DP= DS= NP(min)= NP= NS= NAUX= Gap= PF= 75.00 1.27 2.25 1.52 0.47 1.80 18.00 5.00 5.00 169.00 270.00 4.296 1.175 8.806 2.687 0.16 0.40 0.42 0.58 0.55 0.83 14.77 56.00 24.89 12.02 0.00 0.988 ohm W mm mm T T T T mm V V 根据工作电压范围微调 A/mm^2 建议取值为4-10 A/mm^2 建议取值为4-10 mm^2 mT A A A A mH 建议取值为250-300 sqrt(2)*VAC/(N*(VO+VF)) 建议取值为0.45-0.48 KHz V
222.13 1.53倍-5倍
VDS(min)= IPEAK_P= IRMS= Rds(on)= PCOND=
527.21 4.30 1.18 2.20 3.04
V A A ohm W
建议规格为1.1倍以上 建议规格为2倍以上
输入、输出规格
AC最低输入电压 AC输入频率 AC最高输入电压 系统最高输出电压 系统最大输出电流 系统转换效率 VAC(min)= FAC= VAC(max)= VO(max)= IO(max)= ɳ=
重要计算参数
90.00 60.00 264.00 36.00 1.50 88.00 V Hz V V A %
AC输入最低时峰值与反激电压比例 Kv=
THD 输出二极管选择 二极管反向最小耐压 二极管平均电流 MOSFET选取 MOSFET最小耐压 MOSFET峰值电流 MOSFET电流有效值 MOSFET Rds(on) MOSFET导通损耗
THD=
15.31
%
VR_DIODE= IAVE_DIODE=
变压器设计
系统工作频率 输出二极管正向压降 原副边匝比 工作最大占空比 原边CS阈值电压 VDD设置电压 变压器原边线径电流密度 变压器副边线径电流密度 磁芯截面积 最大磁通选取 原边峰值电流 原边电流有效值 次级峰值电流 次级电流有效值 电感量 实际最大占空比 CS电阻取值 CS电阻损耗 原边线径直径选取 副边线径直径选取 原边最少圈数 实际所取原边圈数 实际所取副边圈数 实际辅助绕组圈数 磁芯中柱气隙 PF F= VF= N= D= VTH_OC= VDD= A_P= A_S= Ae= Bmax= IPEAK_P= IRMS_P= IPEAK_S= IRMS_S= L= D= RCS= PCS= DP= DS= NP(min)= NP= NS= NAUX= Gap= PF= 75.00 1.27 2.25 1.52 0.47 1.80 18.00 5.00 5.00 169.00 270.00 4.296 1.175 8.806 2.687 0.16 0.40 0.42 0.58 0.55 0.83 14.77 56.00 24.89 12.02 0.00 0.988 ohm W mm mm T T T T mm V V 根据工作电压范围微调 A/mm^2 建议取值为4-10 A/mm^2 建议取值为4-10 mm^2 mT A A A A mH 建议取值为250-300 sqrt(2)*VAC/(N*(VO+VF)) 建议取值为0.45-0.48 KHz V
222.13 1.53倍-5倍
VDS(min)= IPEAK_P= IRMS= Rds(on)= PCOND=
527.21 4.30 1.18 2.20 3.04
V A A ohm W
建议规格为1.1倍以上 建议规格为2倍以上