基于数字卫星接收机的功率分配器的设计与制作 熊碧虎 (定稿)

卫星认知无线电检测门限与功率分配联合优化算法陈鹏;邱乐德;王宇【摘要】针对窄带卫星通信中频谱利用率不足的情况,以最大化带内数据传输量为目标,提出了基于卫星Underlay认知无线电的上行链路中信道检测门限与功率分配联合优化(JDPO)算法.首先根据检测误差、功率向量与数据传输量之间的运算关系构建了卫星Underlay认知无线电接入模型,之后将目标函数分解为检测门限与功率分配2个子问题分别进行优化,以加窗粒子群优化算法逼近了最优检测门限,根据库恩-塔克条件求解了最优功率分配向量.通过引入中间量使2个子算法反复迭代,最终得到了检测门限与功率分配的联合最优解.仿真结果表明:存在多个次要用户时,JDPO算法可以获得更多的带内数据传输量；与传统方法相比,JDPO算法的数据传输量最大可提高50％.【期刊名称】《西安交通大学学报》【年(卷),期】2013(047)006【总页数】7页(P31-36,43)【关键词】卫星认知无线电;上行链路;频谱利用率;检测门限;功率分配;联合优化【作者】陈鹏;邱乐德;王宇【作者单位】中国空间技术研究院西安分院,710100,西安;中国空间技术研究院总体部,100094,北京;中国空间技术研究院西安分院,710100,西安【正文语种】中文【中图分类】TN927.23频谱资源日益稀缺，但注册频谱的利用却并不充分［1］。

空间通信中，频率资源更显珍贵，却也时常存在着这样的现象：某时段内，卫星系统所注册的宽频段中真正使用的有效部分是为数不多的窄频段。

因此，提高频谱利用率显得尤为迫切。

一种解决手段是在有限的频谱范围内争取更多的数据传输量。

文献［2］通过实验方式证明了在既定卫星系统覆盖范围内，IMT－A系统以自适应功率控制能够有效提高频谱利用效率。

出于相同目的，空间通信工作者更倾向于将认知无线电［3－4］引入卫星通信，使不同卫星系统对同一空间与频段重复利用，提高频谱利用率。

马陆等人对认知无线电接入低轨卫星网络做出了市场分析［5］，并指出在卫星系统中，认知无线电可用于提高频谱利用率。

基于μCOS-Ⅱ的数字卫星接收机的设计
宋耀华;郑萍;邴春秋
【期刊名称】《中国有线电视》
【年(卷),期】2007(000)008
【摘要】介绍了一种以数字卫星机顶盒专用芯片HI3103设计的数字卫星接收机.该机顶盒以实时多任务操作系统μCOS-Ⅱ为核心,阐述该机顶盒的总体设计方案,并给出了其硬件设计框图及相关软件的设计.在实际运用中,接收卫星节目清晰稳定.【总页数】4页(P790-793)
【作者】宋耀华;郑萍;邴春秋
【作者单位】西华大学,四川,成都,610039;西华大学,四川,成都,610039;西华大学,四川,成都,610039
【正文语种】中文
【中图分类】TN949.197
【相关文献】
1.卫星移动通信系统低信噪比抗干扰数字接收机设计 [J], 刘汉超;梁昊
2.数字卫星接收机中Unicable功能的设计与实现 [J], 杜伟庆
3.基于ST5105的数字卫星接收机的设计与实现 [J], 张令意;昂志敏;金海红
4.基于ARM及μCOS-Ⅱ的数字存储示波器控制模块设计 [J], 邱航
5.数字卫星电视接收机面板注射模设计 [J], 林鸣德
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专利名称：一种基于决策性能评估的多波束卫星资源分配方法专利类型：发明专利
发明人：王朝炜,崔高峰,王力男,胡东伟,刘丽哲,王卫东,庞明亮,邓丹昊
申请号：CN202210033327.3
申请日：20220112
公开号：CN114389678A
公开日：
20220422
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明公开了一种基于决策性能评估的多波束卫星资源分配方法，属于卫星通信领域；首先，针对单颗卫星的M个波束，在每个波束下分别对应N个用户搭建同频组网的通信场景；第t个时隙用户(m,n)向卫星请求数据，计算通信链路[m,n,t]中受到的同频干扰Im,n,t，信干噪比SINRm,n,t和通信速率然后，利用各时隙下每个用户的通信速率，计算时间段T内该卫星的通信系统吞吐量总和Ctotal；搭建同时考虑通信系统吞吐量和用户公平性的多目标优化模型；最后，利用深度强化学习网络DDPG对多目标优化模型进行求解，得到满足系统吞吐量和用户公平性的带宽和功率资源联合分配。

本发明在全频率复用场景下保持用户间较小的同频干扰，提升卫星系统总吞吐量的同时兼顾系统的公平性。

申请人：北京邮电大学,中国电子科技集团公司第五十四研究所
地址：100876 北京市海淀区西土城路10号
国籍：CN
代理机构：北京永创新实专利事务所
代理人：易卜
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一种抗脉冲干扰的调零天线波束合成方法曾浩;方贝贝;吉利霞;赵云霄;董涛【摘要】在连续波干扰和脉冲干扰同时存在时,卫星导航接收机的调零天线如果采用经典最小均方误差(LMS)方法计算权矢量,则存在收敛速度慢、对脉冲干扰抑制能力有限的问题.为此,文中提出了一种抗脉冲干扰的调零天线波束合成方法.在对脉冲进行有效检测的基础上,针对脉冲存在和不存在两种情况下的不同信号特征,采用两路并行权值计算模式,最后根据脉冲信号的有无选择输出权值.理论分析和仿真结果表明,与经典LMS方法相比,文中提出的方法收敛速度更快,可以对脉冲干扰进行有效的抑制.【期刊名称】《华南理工大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2018(046)008【总页数】6页(P27-32)【关键词】调零天线;抗干扰;波束合成;收敛速度【作者】曾浩;方贝贝;吉利霞;赵云霄;董涛【作者单位】重庆大学通信工程学院,重庆400044;重庆大学通信工程学院,重庆400044;重庆大学通信工程学院,重庆400044;重庆大学通信工程学院,重庆400044;北京卫星信息工程研究所天地一体化信息技术国家重点实验室,北京100095【正文语种】中文【中图分类】N911全球卫星导航系统(GNSS)已广泛应用于民用和军事领域,由于GNSS的有用信号非常微弱,故很容易受到其他信号的干扰.干扰来源非常复杂,既包括了欺骗式干扰,也包括了压制式干扰[1- 2].为了抑制干扰,导航接收机变得越来越复杂.在各种抗干扰技术中,利用调零天线的空间分辨特性进行干扰抑制,是工程实现中常常采用的技术.调零天线的核心是自适应的波束合成,而基于功率倒置准则的最小均方误差(LMS)自适应滤波方法,是寻找权值的基本手段[3].为了提高调零天线的性能,文献[4]采用正交双极化天线,从而提高了天线自由度,增加抗干扰的数量;文献[5]采用空时二维滤波器结构来提高自由度;文献[6]甚至联合空、时、极化多域进行抗干扰.为了提高天线的相位中心精度,文献[7]采用带指向约束的方式,但这种方式需要已知各个卫星相对阵面的角度信息.为此,文献[8]把惯导与卫导相互结合,提出了一种新的抗干扰天线设计方法.上述调零天线都是基于LMS自适应滤波算法,收敛速度是重要的技术指标.在脉冲干扰和连续波干扰同时存在的情况下,由于信号在脉冲存在和不存在两种情况下的特征完全不同,故收敛速度问题尤为突出.文献[9]通过旁瓣消隐有效地抑制了强脉冲干扰,但该技术往往用于雷达阵列而非导航接收机.文献[10]根据脉冲周期特性进行干扰抑制,但实际的脉冲干扰不一定具有周期性.分析时频是解决脉冲干扰的一个手段,但短时傅里叶变换(STFT)、Wigner-Ville分布(WVD)变换、Wigner-Ville 分布和Hough变换联合技术(WVD-HT)、Radon-Ambiguity变换(RAT)以及分数阶傅里叶变换(FRFT)等方法用于工程实现时过于复杂[11- 13].针对脉冲干扰和连续波干扰同时存在的情况,文中提出了一种抗脉冲干扰的调零天线波束合成方法.该方法利用存储数据进行两路并行的权值计算,根据脉冲是否存在选择对应的加权值,以有效抑制脉冲干扰;采用两路并行的权值计算方法,以提高LMS方法的收敛速度,有效抑制脉冲干扰.1 功率倒置准则下调零天线信号模型基于功率倒置准则的调零天线结构如图1所示.虽然实际工程中通常采用平面阵列,但为了简单起见,假设天线阵面是由N+1个阵元构成的均匀线阵,阵元间距l为载波频率对应波长的一半,其中N是大于1的自然数.对接收信号进行采样,则阵列天线接收到的第k个快拍可以表示为x(k)=(d(k),x1(k),x2(k),…,xN(k))T(1)式中,d(k)为第0个阵元的接收信号,xn(k)为第n个阵元的接收信号.图1 传统调零天线的结构框图Fig.1 Structure diagram of traditional nulling antenna接收信号包括卫星信号、干扰信号和噪声.把d(k)视为参考信号,则(2)式中,s(k)为期望卫星信号,im(k)为第m个干扰信号,n0(k)为该阵元通道内的高斯噪声.文中把参考阵元之外的其他辅助阵元的接收信号用如下矢量表示:xa(k)=(x1(k),x2(k),…,xN(k))T=(3)式中:va(θs)为期望信号的方向矢量,其值取决于期望信号的波达方向(DOA)值θs;va(θm)为第m个干扰信号的方向矢量,其值取决于该干扰信号的DOA值θm;n(k)为辅助阵元接收到的高斯噪声矢量.事实上,卫星导航调零天线技术适用于期望信号较弱、干扰信号较强的无线环境.上述接收信号模型中的期望信号由于扩频调制的影响,其功率远小于噪声[14].故式(2)可以简化为(4)则辅助阵元的接收信号近似为xa(k)=(x1(k),x2(k),…,xN(k))T≈(5)根据自适应滤波原理,辅助阵元的加权矢量为w(k)=(w1(k),w2(k),…,wN(k))T(6)则波束合成抗干扰后的输出为e(k)=d(k)-wH(k)xa(k)(7)对于权值计算,LMS和递推最小二乘法(RLS)是最典型的自适应迭代方法.LMS的收敛时间和稳态失调存在矛盾,但其实现比RLS简单,故在工程上被广泛采用.LMS在任意时刻都利用当前权值和接收信号进行迭代,以估计下一时刻的权矢量,直至权矢量收敛.迭代方法为w(k+1)=w(k)+μxa(k)[d(k)-wH(k)xa(k)]H(8)为了确保收敛,步长μ需要满足条件max为接收信号协方差矩阵的最大特征值.在只存在连续波干扰的情况下,上述LMS算法可以获得较好的干扰抑制效果.但如果连续波干扰和脉冲干扰同时存在(脉冲存在和不存在时的最优权值是不同的),特别是在脉冲干扰持续的时间很短时,就会出现权值尚未收敛脉冲就消失的情况,而且权值有可能在两个最优解之间震荡而不收敛,无法实现对脉冲干扰的有效抑制.2 两路并行计算的波束合成新方法针对存在脉冲干扰条件下的卫星导航调零天线,LMS算法收敛速度慢,无法有效抑制脉冲干扰问题,文中提出了一种抗脉冲干扰的调零天线波束合成方法,其原理如图2所示.其中脉冲检测模块通过对参考阵元接收信号d(k)的分析,计算无脉冲时接收信号的功率,若k时刻接收信号的功率小于事先设置的门限值,则认为k时刻阵列接收信号不存在脉冲干扰,否则认为k时刻阵列接收信号存在脉冲干扰.在检测脉冲后,采用两路并行的权值计算体系,第1路计算权矢量wF(k),第2路计算权矢量wT(k);同时根据脉冲检测结果,从两路计算结果中选择其中一路权矢量作为权值计算模块的输出.当不存在脉冲干扰时,选择wF(k)作为输出,即w(k)=wF(k);当存在脉冲干扰时,选择wT(T)作为输出,即w(k)=wT(k).两路权值计算仍然采用LMS自适应滤波方法,但迭代采用不同的数据来源.图2 抗脉冲干扰的调零天线波束合成方法原理框图Fig.2 Block diagram of a beam forming method of nulling antenna for impulse interference suppression2.1 支路1的权值计算方法支路1是针对没有脉冲干扰时的权值计算.若k时刻不存在脉冲干扰,则第1路权计算利用k时刻阵列接收信号x(k)进行LMS 迭代,求得k+1时刻的权矢量xF(k+1)=wF(k)+αeH(k)x(k)(9)其中步长α仍满足收敛条件.同时,在权值计算模块中,开辟一个存储区1,把不存在脉冲干扰时的连续M组数据d(k)和xa(k)存储在存储区1中,存储数据表示为dF(m)=d(kF+m)(10)xF(m)=xa(kF+m)(11)式中:kF是信号不存在脉冲时的一个初始采样序号;m=1,2,…,M.在输入阵列数据存在脉冲干扰的情况下,如果采用此时的数据进行权值计算,则收敛权值会发生改变,系统从稳态变为瞬态,或者学习曲线偏离收敛方向.为此,把先前存储的数据,作为第1支路的输入数据,继续进行迭代,而不用当前的接收数据.在具体计算时,随机从存储区1中选择一组数据dF(m0)和xF(m0),迭代计算权矢量wF(k+1)=wF(k)+α[dF(m0)-(12)可见,无论脉冲干扰是否存在,支路1的权值计算都是按照没有脉冲干扰情况下的数据完成的,不仅可以保证权值收敛时间不受脉冲出现时间的限制,也能保证收敛权值不出现变化.2.2 支路2的权值计算方法支路2是针对存在脉冲干扰情况下的权值计算,其基本思路与支路1相同.在存在脉冲干扰时,支路2权计算利用当前时刻阵列接收信号x(k)进行LMS迭代,求得下一时刻的权矢量wT(k+1)=wT(k)+βeH(k)x(k)(13)式中,步长β需要满足收敛条件.与此同时,在权值计算模块中,同样开辟一个存储区2,把存在脉冲干扰信号时的M组数据d(k)和xa(k)进行存储,存储数据为dT(m)=d(kT+m)(14)xT(m)=x(kT+m)(15)式中,kT为接收信号存在脉冲干扰时的一个初始采样序号.当脉冲信号消失后,很可能由于脉冲信号持续的时间太短而无法实现权值收敛,此时接收信号不包含脉冲信号,只含有连续波信号.为得到存在脉冲干扰时的加权矢量,支路2摒弃当前接收信号作为迭代数据,而从存储区2随机选择一组数据dT(m0)和xT(m0),迭代计算k+1时刻的权矢量wT(k+1)=wT(k)+β[dT(m0)-(16)步长β必须满足LMS算法收敛条件.上述计算方法能够保证无论脉冲信号是否存在,支路2都是采用存在脉冲时的数据作为权值迭代计算数据,进而能够以最短的时间实现权值收敛.如果在权值收敛前,干扰信号特征发生了变化(如干扰脉冲角度发生了变化),则算法是无法收敛的,这是任何自适应算法都无法克服的问题.2.3 权值选择输出显而易见,在根据式(7)计算系统输出时,需要根据脉冲是否存在,从两路权值计算模块中选择一路作为系统权值输出.当不存在脉冲干扰时,选择支路1权值wF(k)作为输出;存在脉冲干扰时,选择支路2权值wT(k)作为输出.如图2所示,脉冲检测模块的输出一方面用来计算两路权值,另一方面用来选择输出权值.文中通过比较k时刻接收信号功率与门限值的大小来判断脉冲干扰是否存在.该方法虽然简单,但如果仅仅通过单个采样值进行脉冲检测,由于数据的随机性和脉冲干扰包络的起伏特性,检测的虚警概率较大.为此,文中根据文献[10]中的二元检测理论来降低虚警概率.虚警概率Pf定义为无脉冲时K次观测中过功率判决门限次数大于等于常数K0的概率:式中,Pf0为单次判决的虚警概率,无脉冲时(18)3 权值收敛速度分析权值收敛速度分析就是LMS算法的瞬态特性分析,由于LMS算法的根本思想源自最速下降法,根据自适应滤波基本理论,收敛速度可采用如下方法分析.定义矢量u(n)=QH[w0-w(n)]=[u1(n) … uN(n)]T(19)其中Q为输入信号协方差矩阵特征向量构成的一个酉矩阵.代价函数的瞬态特性为k(1-μk)2n|uk(0)|2(20)式中,Jmin是代价函数在权值最优解w0下的最小值,也就是误差性能曲面的最小值.显然,代价函数的收敛速度取决于每个特征值对应的指数项(1-μk)2n.进一步定义满足对该指数项的拟合的第k个特征值对应的收敛时间k,(21)可见,该收敛时间分布在由最大和最小特征值决定的一个区间,即(22)如果用拉格朗日级数把式(21)展开,并考虑步长比较小而忽略高次项,则可以得到权值的平均收敛时间在调零天线系统中,由于协方差矩阵(24)式中,和分别为期望信号、第m个干扰信号和噪声信号的功率,I为单位矩阵.因为求解特征值的工作非常复杂,故无法得到每个特征值的解析表达式,但N个特征值可以分为M+1个较大特征值和N-M-1个相等的较小特征值,而且较大特征值由各个信号功率和噪声功率决定,信号功率越大,特征值越大.(25)显然,在存在脉冲干扰时,大特征值的数量比不存在脉冲干扰时要多,根据式(23),在步长相等且满足收敛条件的情况下,其收敛会更快,即支路2会比支路1收敛更快.而传统的LMS算法由于最优权值的二值性,会产生波动,收敛也最慢.脉冲周期T和占空比b与新方法的效果存在一定的关系.雷达脉冲周期T一般为微秒级,若T过大,则两个周期间的干扰特性可能已经改变,此时任何自适应滤波算法都无法收敛;若T过小,或者b过小,则脉冲持续的时间较短,此时对脉冲检测的要求会提高,需要在更短的时间内准确地检测出脉冲干扰;若b过大,权值在一个脉冲时间内就可以收敛,则文中新方法相对传统方法没有明显的优势.4 仿真分析仿真采用5阵元的均匀线阵,阵元为全向天线,阵元间距为载波频率对应波长的一半.空间期望信号以θs=10°入射到阵面上,采样频率fs=100 MHz.噪声为随机高斯白噪声,其功率为1,信噪比为-30 dB,设空间含有连续波点频干扰和点频脉冲干扰.点频脉冲干扰以θi2=30°入射到阵面上,其干噪比为15 dB,T=0.2 μs,b=1/5;点频干扰以θi1=-50°入射到阵面上,其干噪比为12 dB.传统LMS算法和文中提出的抗脉冲干扰波束合成方法中两路权值计算的初始权值取为0,迭代步长μ=0.001/max,max 为阵列接收信号协方差矩阵的最大特征值.利用Matlab进行仿真,得到传统LMS方法和文中抗脉冲干扰波束合成方法的权值收敛曲线,如图3所示.从图中可以看出,虽然传统LMS方法最终也收敛,但文中方法由于数据稳定,收敛速度明显比传统LMS方法要快;第2路的收敛速度比第1路快,这也与前文的分析结论一致.图3 两种方法的权值收敛曲线Fig.3 Weight convergence curves of two methods调零天线可以在干扰方向形成零陷,从而对干扰信号进行有效地抑制.定义天线方向图为B(θ)=|wHv(θ)|2(26)式中,w为收敛后的权值,v(θ)为扫描方向矢量.图4为两种方法的两路权值方向图.从图中可以看出,对应30°入射的脉冲干扰,传统LMS方法在相同快拍下的零陷深度仅仅14 dB,而在存在脉冲情况下第2路权值方向图的零陷深度达21 dB,能够有效地抑制干扰.当然,由于第1路采用的数据不存在脉冲干扰,自然无法形成零陷.对于-50°入射的连续波干扰,方向图放大后如图5所示.从图中可知,无论是第1路还是第2路,都能够达到21 dB以上抑制度,高于传统LMS方法.图4 两种方法的方向图Fig.4 Radiation patterns of two methods图5 连续波干扰方向零陷的局部放大图Fig.5 Partial enlargement of nulling in the direction of continuous wave interference5 结论文中提出了一种抗脉冲干扰的调零天线波束合成方法.该方法利用存储数据进行两路并行的权值计算,收敛速度快,两路计算相互独立;根据脉冲干扰是否存在选择对应的加权值,可以对脉冲干扰进行有效抑制.但由于两路权值计算都是采用LMS算法,故步长选择仍旧是个难题.参考文献：【相关文献】[1] PENG Qihang,COSMAN P C,MILSTEIN L B.Spoofing or jamming:performance analysis of a tactical cognitive radio adversary [J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,2011,29(4):903- 911.[2] PSIAKIM L,HUMPHREYS T E.GNSS spoofing and detection [J].Proceedings of the IEEE,2016,104(6):1258- 1270.[3] MENG Dawei,FENG Zhenming,LU Mingquan.Anti-jamming with adaptive arrays utilizing power inversion algorithm [J].Tsinghua Science and Technology,2008,13(6):796- 799.[4] LIU Baiyang,CUI Yuehui,LI Ronglin.A broadband dual-polarized dual-OAM-mode antenna array for OAM communication [J].IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2016,16:744- 747.[5] LI Dengao,LIU Jinqiang,ZHAO Jumin,et al.An improved space-time joint anti-jamming algorithm based on variable step LMS [J].Tsinghua Science andTechnology,2017,22(5):520- 528.[6] WANG J J H.Antennas for global navigation satellite system (GNSS) [J].Proceedings of the IEEE,2012,100(7):2349- 2355.[7] 曾浩,周建文,王秋实,等.带指向约束的多目标调零天线 [J].华南理工大学学报(自然科学版),2017,45(1):53- 58.ZENG Hao,ZHOU Jian-wen,WANG Qiu-shi,et al.Multiple-objects nulling antenna with directional constraint [J].Journal of South China University of Technology(Natural Science Edition),2017,45(1):53- 58.[8] GAO Grace Xingxin,SGAMMINI M,LU Mingquan,et al.Protecting GNSS receivers from jamming and interference [J].Proceedings of the IEEE,2016,104(6):1327- 1338.[9] AUBRY A,CAROTENUTO V,de MAIO A,et al.Radar phase noise modeling and effects-part II:pulse Doppler processors and sidelobe blankers [J].IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,2016,52(2):712- 725.[10] 曾祥华,周益,李峥嵘,等.卫星导航接收机中短时脉冲干扰抑制方法 [J].数据采集与处理,2013,28(1):77- 81.ZENG Xianghua,ZHOU Yi,LI Zhengrong,et al.Method for short-time pulse interference blanking in satellite navigation receiver [J].Journal of Date Acquisition and Processing,2013,28(1):77- 81.[11] AMIN M G,BORIO D,ZHANG Y D,et al.Time-frequency analysis for GNSSs:from interference mitigation to system monitoring [J].IEEE Signal ProcessingMagazine,2017,34(5):85- 95.[12] TORRES R,TORRES E.Fractional Fourier analysis of random signals and the notion of α-stationarity of the Wigner-Ville distribution [J].IEEE Transactions on Signal Processing,2013,61(6):1555- 1560.[13] YANG Linsen,ZHANG Zijing,GUO Fuyang.Fast algorithm for radon-ambiguity transform [J].IET Radar,Sonar & Navigation,2015,10(3):553- 559.[14] COMPTON R T.The power-inversion adaptive array:concept and performance [J].IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,1979,15(6):803- 814.。

卫星导航接收机低噪放电路模块设计摘要：卫星导航接收机的低噪声放大电路是卫星接收机的主要部件,主要包括滤波器和低噪声放大器。

该电路是系统的射频前端,天线除外。

有效地完成射频前端的设计可以优化接收机的性能,从而提高卫星导航接收机的灵敏度等指标。

随着市场和产品小型化的需求不断增加,模块化电路构建成为一种趋势。

电路的模块化设计可以有效地控制设计成本,减少设计错误。

模块的反复使用确保了设计方案的成熟。

本文设计的射频放大电路主要由两级滤波器、低噪声放大器芯片和π型阻尼器组成。

最后,该方案的可行性由模拟确定。

关键词：卫星导航；低噪；电路模块设计引言近些年来，随着通信系统的快速发展和兴盛繁荣，射频电路得到了极大的推动，其应用也日益广泛，微波射频技术也因此变得越来越重要，从而在通信领域占有了非常重要的地位，各种各样的放大器也应运而生。

以接收机为例，低噪声放大器都处于它的第一部分，它的好坏对于接收机的性能会产生非常重要的影响，所以低噪声放大器的设计充满挑战，必须要严谨且规范。

通常接收机收到的天线信号功率都非常小，通常从-100dBm到-70dBm，但信号处理器对于这样的微弱信号都无法接收到，所以一般要先进行放大，这里就需要具有一定增益的低噪声放大器。

低噪声放大器只有增益还不能满足系统的要求，它必须还要有足够小的噪声，不影响传输信号的信噪比。

低噪声放大器的传输系统中，信号进入系统后先经过低噪声放大器将信号的功率进行放大，同时又尽可能的避免噪声的引入。

因为放大器处于前端，所以系统的噪声几乎就由其决定了。

随着卫星导航的需求，对低噪声放大器的性能要求也随之增加，对于不同频段的卫星信号，如何保证不失真的接收且滤除干扰正是本文研究的重点。

1国内外研究现状通信技术的发展不仅包括产品性能的进步，同时一起发展进步的还要有生产和加工工艺，那么低噪声放大器的发展同样也需要基础工艺的支撑。

工业技术的不断发展和生产工艺的不断提高，微波晶体管在频率、噪声、功率等方面得到了很大的改善和提高，同时小型化和重量轻的放大器也变得越来越被需要，所以有了微波混合集成电路的产生，系统集成中，这些工艺就变得尤为重要，再后来出现了微波单片集成电路（MMIC），放大器芯片也就应运而生，从而放大器产品在噪声性能，高频率、大功率等方面发展更加迅速。

图1 卫星电视接收系统2015.446号均等的分配给2个输出口。

C5为隔直电容，避免接收机提供给高频头的工作电压短路。

C2、C3为输出口信号耦合电容，D1、D2负责给高频头单向供电。

由于系统要求输入输出特性阻抗均为75欧姆，根据经验公式阻抗Z=2πf L,电感量L=ALN2，先推导出所需电感量范围，再结合多次试验的结果，选取绵阳产高频单孔磁芯DK3×3×1.2 R3K5（DK表示单孔，磁芯起信号分配作用，选取磁芯规格DK3.5×3.8×0.85 R3K，采用直径为0.3mm漆包线绕制匝比为0.5:0.5，烫锡工艺和前述磁芯相同。

磁芯绕制需要注意的要点是，每一圈都要拉紧伸直，匝间尽量紧凑靠拢，0.5:3.5的中间2根相绞线需要分别从磁芯两头的最外侧向内相互绞绕，其余线匝不得数即插入损耗、反射损耗和隔离度。

由图7可见，插入损耗一直延伸到2610MHz均能保持良好的平坦度，而且插损不超过5.2dB,对于这么宽的频段有这么好的频响应该是非常理想的了。

图7中的2号线为反射损耗曲线，其参数始终保持在-12dB以下。

图8中的隔离度始终保持在-22dB以下，在图2 微带线型功分器图4 新型功分器内部图图3 新型功分器图5 新型功分器电路原理图图6 磁芯绕制图入损耗（即S12）测试曲线包含两端额外的SMA接头的损耗，未作任何扣除。

通过比较，实际测试曲线与仿真曲线存在略微的频率偏移，除制版加工的偏差外，主要的原因是介质基板的相对介电常数的偏差所致，所以在设计过程中会留有一定的频带余量以保证指标的达成。

4 结语本文介绍了基于SIW结构的小型化微波宽带带通滤波器结构以及改善匹配的调节方式，并总结了此类结构在工程上的设计优化流程。

在此流程基础上，通过11GHz和15GHz两个典型的微波通信频段的实例表明，仿真和测试曲线一致性相对较好，满足图4 11GHz带通滤波器性能的仿真与测试对比图5 15GHz带通滤波器性能的仿真与测试对比（图9）改为压接（对照同时压接到线路板上。

研究Technology StudyI G I T C W 技术1 卫星通信发射机在Ku 频段卫星通信系统中，发射机实现对射频信号的功率放大，结合天线增益，使得卫星通信系统的EIRP 值达到一定的要求，满足卫星通信链路的使用要求，实现上行链路的信号畅通。

早期发射机设计时，末级功率芯片一般采用GaAs 芯片，在Ku 频段，GaAs 芯片输出功率可以达到数瓦量级。

一台上百瓦的发射机，需要几十只、上百只管子合成，从而导致合成路数多，合成效率低，整机可靠性差。

受芯片工艺水平限制，功率更高的GaAs 芯片未见报道，这限制了大功率固态发射机的发展。

随着GaN 芯片技术的进步，越来越多的发射机产品，逐渐使用GaN 芯片作为末级功放管使用。

目前，国内的GaN 功率芯片水平，在Ku 频段单芯片连续波输出功率可以做到35 W 。

考虑到输出功率采样、隔离器等无源器件的损耗，一台Ku 频段40 W 发射机，需要2只35 W 的GaN 功率芯片，进行功率合成，其输出功率方能满足使用要求。

针对Ku 频段卫星通信中40 W 发射机的使用要求，本文设计了一种小巧的双路功率合成器，该功率合成器为进一步减少体积，采用了减高波导设计。

2 波导微带转换设计波导传输线是一种三维立体结构，它的优点是传输损耗低、功率容量大；缺点是体积大、重量大，不便于有源电路集成。

微带传输线是一种平面二维结构，它的优点是体积小、重量经，便于有源电路集成；缺点是传输损耗高、功率容量受限、散热差。

设计一种过渡产品，能够将电磁波从波导三维立体结构过渡到微带平面二维结构，或者反之，具有现实意义。

通过这种过渡，我们设计电路时，可以充分利用两种结构的优点，避开它们的缺点。

波导微带转换电路便可以实现这一功能，下面介绍一种波导微带转换电路的设计。

图1 波导微带转换原理图波导微带转换的原理图如图1所示，它由三部分组成：一个波导功分器，两个波导微带转换。

波导功分器实现波导功率分配，波导微带转换实现波导三维立体结构和平面微带二维结构之间的转换。

专利名称：一种收音机天线用的功率分配器专利类型：实用新型专利
发明人：陈仁纯,钟伟强,赖清辉,赵恒
申请号：CN202122879082.X
申请日：20211123
公开号：CN216251058U
公开日：
20220408
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本实用新型公开了一种收音机天线用的功率分配器，其结构包括外管、设置在外管上的功率输入接口、功率输出接口、第一阻抗变换器和第二阻抗变换器，功率输入接口通过连接组件连接在外管的一端上；功率输出接口连接在外管远离所述功率输入接口的另一端上，该功率输出接口的数量为4个，且该4个功率输出接口分别以环形阵列的方式连接在外管的外侧上；第一阻抗变换器、第二阻抗变换器分别内置在外管的上部、下部上，第一阻抗变换器的一端通过连接组件中的插针与功率输入接口相连接，该第一阻抗变换器的另一端与第二阻抗变换器连接，第二阻抗变换器远离第一阻抗变换器的一端与功率输出接口之间通过铜片相连接。

申请人：福建省泉州华鸿通讯有限公司
地址：362001 福建省泉州市鲤城区元泰一路18号
国籍：CN
代理机构：泉州商正智慧专利代理事务所(特殊普通合伙)
代理人：王旋梅
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