GSM之调制与开关频谱(ORFS)解析与调校大全

ACPR (Adjacent channel power ratio)在无线通信中，会量测ACPR，以衡量发射端对于邻近通道的干扰程度[1]。

在WCDMA中，会以ACLR (Adjacent Channel Leakage Ratio)，来衡量该指标[2] :而GSM中，则是以ORFS(Output Radio Frequency Spectrum)，来衡量该指标[3-4] :ORFS(Output Radio Frequency Spectrum)若以频谱为分类，衡量发射端对于其他频率的干扰，可分三类: In-Channel、Out-of-Channel、Out-of-Band。

In-Channel主要测试发射端对于自身通道的干扰，Out-of-Channel主要测试发射端对于邻近通道的干扰，Out-of-Band主要测试发射端对于其他频段的干扰，测试项目如下[4] :In-Channel : Frequency error/Phase error、EVM、PVTOut-of-Channel : ORFS、Tx noise in RX bandOut-of-Band : Conducted Spurious Emission、Radiation Spurious Emission前述已知，ORFS同WCDMA的ACLR，都是衡量发射端对于邻近通道的干扰程度，但有别于ACLR，ORFS又可细分为两项目: 调制频谱(Spectrum due to Modulation)与开关频谱(Spectrum due to Switching)调制频谱，量的是中间水平区段，主要是衡量讯号在调变过程中，是否会有频谱扩散的现象。

而开关频谱，量的是左右直立区段，主要是衡量讯号在上升与下降过程中，是否会有频谱扩散的现象[4]。

由于WCDMA采FDD(Frequency Division Duplex)机制，其讯号为连续波，因此只需量测调变过程中的频谱扩散现象，但GSM为TDD(Time Division Duplex)机制，其讯号为Burst型式，下图是GSM之Burst的时域与频域表示[8] :因此需再加测讯号在上升与下降过程中的频谱扩散现象。

GSM之调制与开关频谱(ORFS)解析与调校大全 ACPR Adjacent channel power ratio在无线通信中会量测ACPR 以衡量发射端对于邻近通道的干扰程度[1]在WCDMA 中会以ACLR Adjacent Channel Leakage Ratio 来衡量该指标[2] 而GSM 中则是以ORFS Output Radio Frequency Spectrum 来衡量该指标[3-4]1ORFS Output Radio Frequency Spectrum若以频谱为分类衡量发射端对于其他频率的干扰可分三类 In-ChannelOut-of-ChannelOut-of-Band In-Channel 主要测试发射端对于自身通道的干扰Out-of-Channel 主要测试发射端对于邻近通道的干扰Out-of-Band 主要测试发射端对于其他频段的干扰测试项目如下[4]In-Channel Frequency errorPhase errorEVMPVTOut-of-Channel ORFSTx noise in RX bandOut-of-Band Conducted Spurious EmissionRadiation Spurious Emission 前述已知ORFS 同WCDMA 的ACLR 都是衡量发射端对于邻近通道的干扰程度但有别于ACLR ORFS 又可细分为两项目调制频谱 Spectrum due to Modulation 与开关频谱 Spectrum due to Switching2调制频谱量的是中间水平区段主要是衡量讯号在调变过程中是否会有频谱扩散的现象而开关频谱量的是左右直立区段主要是衡量讯号在上升与下降过程中是否会有频谱扩散的现象[4]由于WCDMA 采FDD Frequency Division Duplex 机制其讯号为连续波因此只需量测调变过程中的频谱扩散现象但GSM 为TDD Time Division Duplex 机制其讯号为Burst 型式下图是GSM 之Burst 的时域与频域表示[8]3因此需再加测讯号在上升与下降过程中的频谱扩散现象4也因为GSM 讯号为Burst 型式因此频谱扩散同时包含了调制频谱与开关频谱所以量测调制频谱时需在时域上锁定水平区段之50 90 处如此才能去除开关频谱所造成频谱扩散现象只量到调制频谱所造成的频谱扩散现象[7]至于锁定水平区段之50 90 处是为了避开Training SequenceTraining Sequence 并非讯号它是一组在发射前发端端与接收端都已知的固定序列由于讯号在传送过程中会因多重路径影响在信道上产生频率响应引起ISI导致BER 上升[6]因此需对通道做估测与等化的动作TrainingSequence 便因应而生[9]5而量开关频谱时不需做锁定的动作因为开关频谱的强度比调制频谱来的大所以量测时只会量到开关频谱所造成的频谱扩散因此不用特别除去调制频谱所造成的频谱扩散而引起ORFS 劣化的因素有许多接下来将一一分析并阐述解决之道6Calibration前述已知GSM 的ORFS与WCDMA 的ACLR 有着相同指标意义都是在衡量对于邻近通道的干扰程度而由[2]可知以电路观点ACLR 便是衡量WCDMA 整体发射端电路的IIP3越后级的IIP3对整体线性度影响最大而PA 正好为发射端电路的后级因此可利用提升PA 线性度来改善ORFS由[211]可知不论是饱和PA或是线性PA皆可透过校正来提升线性度与效率最常见的校正方式为DPD Digital Pre-Distortion 先提供一个与PA输出特性曲线完全相反的特性曲线即反函数接着再合成修正AMAM AMPM特性最后便能产生线性的输出如下图若是以Agilent 8960 来作校正用的仪器则必须要有IQ Capture 的License 这样仪器才能得知PA 的原始输出特性并回传给手机以便手机进一步生成反函数并合成之产生线性输出[12 14]如下图7另外由[2]可知理论上可透过校正去除DC Offset但若未完全去除则可能会流入PA使PA 的动态范围缩减即线性度下降则ORFS 便会劣化因此需在PA 输入端加DC-Block以避免DC Offset 流入PA除非是已内建于PA里面例如RFMD 的RF32258由[2 11]可知在高通的7 系列平台EDGE 会以极化调制与饱和PA来兼具线性度与耗电流的要求但8 系列之后的平台所支持的线性PA其Gain 并非传统线性PA 的固定式而是步阶式由下图可知会有三个Gain 值分别表示Low Power ModeMid Power Mode以及High Power Mode而Gain 采步阶式后其效率已不输饱和PA因此8 系列之后的平台EDGE 一律采用线性PA[2]9但是即便采用线性PA其EDGE 并不像WCDMA 一般采用IQ Modulation 而是同7 系列平台一般仍采用极化调制但AM 讯号与PM 讯号会在收发器内就合成直接经过线性PA 作放大动作[14]10因此可知不论线性PA 或饱和PA其EDGE 都会将AM 讯号与PM 讯号分两路径传送故AM 讯号与PM 讯号会有相位差若其相位差过大则会影响调变的精确度使得调制频谱劣化故需透过校正将相位差缩减至30ns 内[15]由上图可知相位差为零时其调制频谱最好而当相位差超过30ns 时其调制频谱便超标因此EDGE 可透过校正减小AM 讯号与PM 讯号的相位差改善调制频谱而虽然GSM 只有FM 讯号没有相位差问题但透过校正可改善PA 的AMAM特性进而改善开关频谱以及改善PA 的AMPM 特性进而改善调制频谱[16]11Timing Control VoltageTemperatureCompensation由前述已知开关频谱量的是讯号在上升与下降过程中是否会有频谱扩散的现象因此其上升下降曲线的平缓度不但会影响开关频谱连带也会影响PVT Power Versus Time 与谐波由下图可知若Vramp 越陡峭则开关频谱越差[16]因此若为高通平台可透过调校NV来增加Vramp 曲线的平缓度以改善开关频谱[17]1213另外也可调校PA 启动的时间蓝色曲线使其与Vramp 黄色曲线在时域上有适当间距以进一步改善开关频谱[19]14至于Vramp 曲线的优化则是尽量调校成Raised Cosine且在上升曲线有一个类似台阶的形状如此会有最佳的开关频谱[19-21]15当然也可透过硬件调校来改善开关频谱由[2]可知因为DAC 的非线性效应所以多半会在收发器内内建低通滤波器来抑制谐波但抑制效果不见得符合期望因此会在Vramp 上再加一组RC 低通滤波器以更进一步抑制谐波[18-19]可利用调校电阻与电容值来改变Vramp 曲线进而改善开关频谱而Layout 时也要将Vramp 走线用GND 包好且远离XOTCX 高速数字讯号以及电源相关走线避免使开关频谱劣化[17]16另外开关频谱也会在高低温与高低压情况下而有所劣化因此需做补偿[1720]以温度而言未做补偿前低温的开关频谱会较差因为低温会导致PA 的Gain上升导致输出功率增加这会使开关频谱劣化而做温度补偿后高温的开关频谱会较差因为高温会导致PA 的Gain 下降因此收发器需打出更大的DAC值以达到期望的输出功率这使得PA 输入功率增加导致PA 线性度下降使开关频谱劣化值得注意的是做温度补偿前Thermistor 需先校正否则便无法做温度补偿17而以电压而言未做补偿前高压的开关频谱会较差尤其是线性PA因为相较于饱和PA线性PA 的输出功率更容易受电压影响因此高压时会导致输出功率增加这会使开关频谱劣化而做电压补偿后低压的开关频谱会较差因为Vcc 走线在Layout 上由于长度与线宽因素因此会有些许的IR Drop而低压会使输出功率下降因此做电压补偿后收发器需打出更大的DAC 值以达到期望的输出功率这导致耗电流增加IR Drop 也增加很可能34V 的Vcc扣掉IR Drop 后只剩32V而由上图可知Vcc 若越小则PA 线性度越差因而导致开关频谱劣化[22]18另外GSM 采GMSK 调变[24]为恒包络讯号因此只有上升下降曲线的平缓度会影响开关频谱但EDGE 采8PSK 调变为非恒包络讯号因此除了上升下降曲线的平缓度会影响开关频谱之外其水平区段也会影响开关频谱所以虽然EDGE 的输出功率较GSM 低但开关频谱会比GSM 来的大[1117]19因此在送认证前可在上述的温度与电压条件下量测其EDGE 的ORFS而且要以Single-slot 来量测因为其输出功率比Multi-slot 来得大如此才可确保ORFS在认证中心不会超标20PA Power Amplifier由前述已知可利用提升PA 线性度来改善ORFS除了透过校正外调校硬件的匹配电路也是方法之一[17]以Load-Pull 观点PA 与ASM Antenna Switch Module 间的匹配影响PA 线性度最大因此可先从此处开始调校调校的程序与方法可参照[25]在此就不赘述另外由于PA 的输入功率范围一向很广以RFMD 的RF3225 为例其输入功率范围为0 dBm 6 dBm这表示收发器的输出功率即便扣掉Mismatch Loss与Insertion Loss仍符合PA 的输入功率范围因此一般而言较少调校此处的匹配21然而由[2]可知PA 的输入端其实也是DA Driver Amplifier 的Load-pull 因此这部分的匹配若没调校好会使DA 的线性度不够导致在PA 输入端ORFS 已偏高的情况发生再加上PA 是主要的非线性贡献者如此便会导致PA 输出端的ORFS 更差[223]22 另外前述已知RFMD 的RF3225其输入功率范围为0 dBm 6 dBm而高通的RTR6285A其输出功率为14 dBm[26]这表示若两者搭配则必须在PA输入端加衰减器因此可加大衰减器的衰减量使PA 输入功率减小来降低PA 的非线性效应进而改善ORFS[17]然而值得注意的是若衰减器是直接以电阻兜成则需特别注意电阻值由上图可知虽然衰减量同样都是3 dB但所对应的阻抗差了1000 倍若对应阻抗为50000 奥姆其实已等同于开路讯号无法传递至PA因此需特别注意23而PA 输入端的匹配电路其摆放位置需依平台而定例如若为MTK 的MT6252 则需靠近收发器但若为高通的WTR1605L 则需靠近PA[27-28] 但PA 输入端的衰减器则一律需靠近收发器[19]若以上匹配皆已调校至50 奥姆但ORFS 仍过高则可再调校ASM 至天线的匹配因为由[2]可知PA 输出端一直到天线弹片其实都是PA Load-Pull 的一部分因此可透过此处的调校来提升PA 的线性度但此处的调校会同时影响发射端与接收端的性能因此调校完后需再确认接收端性能是否劣化24而调校完以上的匹配电路后可先透过校正更进一步提升PA 线性度接着将DAC 值打到最大以衡量在Connector 所能量到的最大饱和功率以确认PA 线性度是否足够一般而言GSM 850EGSM 900 的最大饱和功率至少要有34 dBm而DCS 1800PCS 1900 的最大饱和功率至少要有32 dBm因为最大饱和功率越高不但线性度越好而且其线性PA 的输出功率也越不易受电压影响可进一步提升输出功率的稳定度减少ORFS 因高低压而有所劣化的情况若最大饱和功率仍过低则可先检查Connector 单体做传导测试时其Connector 与天线弹片间需呈现开路状态否则输出功率会泄漏一部分至天线弹片导致仪器量测到的功率始终偏低25另外虽然饱和PA 所产生的带外噪声比线性PA 低一般不需在PA 输入端加SAW Filter[2]但有些饱和PA仍会在输入端加入SAW Filter以抑制带外噪声[29]避免Tx noise in Rx Band 与谐波超标然而若SAW Filter 的Insertion Loss 过大也会使最大饱和功率偏低因此可更换一个Insertion Loss 较小的SAW Filter 但需注意的是除了Insertion Loss也要一并考虑带宽与Group Delay因为做DPD 时其讯号带宽会加大若其SAW Filter 的带宽不够则会使讯号失真影响校正结果而Group Delay 若过大则会使调变的精确度下降可能会使GSM 的Phase error以及EDGE的EVM 有所劣化[2]26IQ Signal而ORFS除了与前述因素相关也与IQ 讯号有关[15]若IQ 讯号受到干扰则会使调变的精确度下降连带使得调制频谱GSM 的Phase error以及EDGE 的EVM 有所劣化因此Layout 时其走线要用GND包好[33]且需远离XOTCX 高速数字讯号以及电源相关走线必要时甚至可走内层以获得更佳的屏蔽效果[192132]27另外由于差分讯号具有较佳的抗干扰能力因此IQ 讯号多半都会设计成差分形式而差分讯号需符合等长间距固定以及间距不宜过大的要求但实际Layout很难完全符合这些需求因此容易有IQ Mismatch进而使调制频谱劣化[83034]由前述可知若DC Offset 流入PA会使PA 的动态范围缩减即线性度下降则ORFS 便会劣化而DC Offset 除了会来自于Mixer 的非线性效应外[2]也可能来自IQ 讯号因此需在PA 输入端加DC-Block以避免DC Offset 流入PA除非是已内建于PA 里面28VCO Pulling在DCT Direct Conversion Transmitter 架构中因为讯号的频率与L 相同所以有可能会泄漏并造成干扰而整个发射路径中最可能的泄漏来源为PA 输出端与天线端因为PA 输出端的能量最强因此会以传导方式干扰而天线端则是会直接以辐射方式干扰称为VCO Pulling 会使调变精确度下降导致调制频谱GSM 的Phase error以及EDGE 的EVM 都有所劣化[2]29因此如前述调校PA 输入端匹配与衰减器除了可提高DA 线性度减少PA 输入功率外同时也可避免PA 输入端讯号因反射而干扰VC 导致调制频谱劣化因此PA 输入端的衰减器一律需靠近收发器否则有可能收发器输出讯号尚未经过衰减器已反射一部分至VC 如此便降低衰减器对于VCO Pulling 的改善效果而不论是高通或是MTK都会建议收发器与PA 要分别放在两个独立的屏蔽框里也是为了避免VCO Pulling[36]30而有些收发器会建议收发器所在表层某些区块需净空不能铺铜例如高通的WTR1605L[28]因为这些区块正好是VC 的相关电路若有表层铺铜会因寄生效应导致调变精确度下降而导致调制频谱劣化31当然有些收发器为了避免VCO Pulling 的问题会将VC 频率设计为2 倍L 或是4 倍L 但需注意谐波以MTK 的MT6139 为例[32]由上图可知若GSM 850EGSM 900 的4 倍谐波过大或DCS 1800PCS 1900的 2 倍谐波过大一样会干扰VC 进而产生VCO Pulling32XO Crystal Oscillator前述提到最大饱和功率越大则ORFS 越不易劣化若最大饱和功率偏低除了可检查Connector以及发射路径的Insertion Loss 外也要特别注意X 因为若X 有Frequency error则会使发射讯号的频率偏移以至于量到的最大饱和功率偏低因此在校正GSM 之前需先校正X 提高其频率精确度这样最大饱和功率才不会偏低33而Layout 时X 不但表层周遭要净空下层更是一定要挖空因为寄生电容会影响X 的负载电容进而影响震荡频率容易有Frequency error因此要特别注意有些X 甚至下两层都要挖[37]至于走线需用GND 包好最好走内层以获得较佳屏蔽效果同时也须远离高速数字讯号与电源走线否则一样会有Frequency error而X的校正原理与其他Layout 技巧可参照[2]在此就不赘述34Power接下来讨论电源方面的考虑一般而言PA 的电源供应会有两个来源一个是VBAT 直接由电池供电另一个是Vcc 是由VBAT 透过DC-DC Converter 输出而来DC-DC Converter 的作用是为了节省耗电流当输出功率小时并不需要VBAT 如此大的电压此时便以电压较小的Vcc 来供电而当输出功率大时才以VBAT 来供电[41]而近几年针对WCDMA 以及LTE 这类耗电流更大的通讯技术又更进一步发展了APT Average Power Tracking 与ET Envelope Tracking 的技术将Vcc由固定电压调整为动态电压以便提升PA 效率[2]下图是完整的DC-DC Converter 与PA 搭配图[41]3536而VBAT 与Vcc 都需要稳压电容避免因电压不稳产生低频的Ripple进而影响ORFS[36]由上图可知当PA 启动时其VBAT 上会有约20 KHz 的Ripple而加大VBAT 的稳压电容后其频谱扩散的现象便改善许多进而改善ORFS37除了PA 电源外PMIC 与收发器的电源也需特别注意如下图的2 与3都需加稳压电容且稳压电容的摆放位置离IC 越靠近越好这点对于线性PA 尤其重要因为线性PA 的输出功率对于电压会比饱和PA 来的敏感另外电源走线则是长度越短线宽越宽越好如此才能减少IR Drop而稳压电容需直接下到Main GND避免影响稳压效果至于3 的电感则是要挑选自我谐振频率高等效电阻低的其他关于Power Inductor 需注意事项可参照[2]在此就不赘述38 而收发器的电源有许多要特别注意LOVCO PLLXO 相关电源的稳压与IR Drop 因为都会与ORFS 有关而虽然线宽越宽其IR Drop 越小但因手机空间有限导致线宽无法过宽因此需参照收发器规格得知其相关电源的最大电流再以40 mil 1000mA 的经验法则去估算出相关电源所需最小线宽[28]39由上图可知虽然C3114已有稳压效果但不够靠近收发器以至于稳压效果不如预期而因为LO 电源会影响调变的精确度如此便导致调制频谱正负16MHz 处超标而将C3115 更换成47uF 的稳压电容后可看到调制频谱改善许多40而上图也是收发器电源原先的电阻值会使得低温正400KHz 的调制频谱在PA 输入端已超标这是因为低温时DA 的Gain 会上升耗电流加大以至于IR Drop 加大导致PA 输入端就已超标而修改为0 奥姆后可看到有所改善41除了稳压电容与IR Drop 外其VBAT 的走线也要注意需用星状走线也就是VBAT 需分别用两条走线供电给PA 与PMIC避免PA 的瞬时电流流入PMIC 的输入电源进而影响收发器或PA 本身另外靠近PMIC 的VBAT 脚位需摆放RC 低通滤波器以滤除谐波避免Tx noise in RX Band 超标以及加强PMIC 的VBAT 脚位之稳压[38]而实际Layout 如下42用下面两个例子做对照由于PA 会有两个电源来源大功率的VBAT 以及小功率的Vcc 而VBAT 与Vcc 在供电给PA 后都会再透过GND 回到原处以构成完整的回路左边因为VBAT 分别用两条走线供电给PA 与PMIC因此PA 上的瞬时电流不会流入PMIC但右边因为PA 与PMIC 共享走线以至于PA 上的瞬时电流会流入PMIC进而影响收发器或PA 本身[39]因此Layout 时其PA 电源的回路需远离PMIC收发器ASM XOTCXO 的电源避免受PA 电源的瞬时电流影响而导致ORFS 超标而收发器的电源又以VCO 最为关键因为与调制频谱的关系最为密切[5]另外上述的电源最好都能摆放稳压电容万一受PA 电源的瞬时电流影响至少还可以补救43且如前述稳压电容的摆放位置离IC 越靠近越好如此一来若有瞬时电流也能在进入IC 前Bypass 到地若离IC 太远则瞬时电流便可能直接进入IC如前述的C3114而这点对于PA 更为重要除了可避免PA 电源本身的瞬时电流透过其它路径再进入PA 本身以及避免外来瞬时电流进入PA更重要的是因为PA 电源是瞬时电流来源之一因此若在靠近PA 的VBATVcc 处摆放稳压电容可使瞬时电流从PA 电源端流出时便立刻流到GND而不会透过其它路径去干扰收发器或PMIC甚至是PA 本身44如SKYWORKS 的SKY77318其VBAT Pin 脚位一出来需先加稳压及旁路电容否则会将瞬时电流流入自身的Pin2Pin6[3242]而前述提到稳压电容需直接下到Main GND便是避免已流到GND 的瞬时电流透过共同的GND又再流入上述的IC 中尤其是PA 稳压电容绝不能与其他IC 的稳压电容一起共地否则全都会受瞬时电流影响[5]45而除了PA 电源外Backlight 之DC-DC Converter也是常见的瞬时电流来源常出现屏幕亮与屏幕暗时其ORFS 相差许多或是在屏幕由亮转暗以及由暗转亮的一瞬间其ORFS 会超标这种情况通常是来自于Backlight 的瞬时电流所干扰其传导路径如下例如在[21]中来自Backlight 之DC-DC Converter 的瞬时电流会透过VBAT 进而干扰PA 的电源导致调制频谱超标46而加大VBAT 的电容与电感值后其调制频谱便改善许多而因为Backlight 之DC-DC Converter 的瞬时电流也会透过VPH_PWR 流入PMIC再透过VREG 流入收发器导致ORFS 劣化因此VPH_PWR 与VREG也应摆放稳压电容才能立即将Backlight 之DC-DC Converter 的瞬时电流Bypass 到地47Noise另外一些谐波成分很强的讯号也要特别注意以XO 为例其192MHz 的91 倍频正好会落在DCS 1800 之699 通道的负400 KHz 处192 x 91 MHz 17476 –04 MHz 因此Layout 时需用GND 包好而PA 与ASM 的控制讯号也含有大量的谐波因此需摆放旁路电容来滤除噪声且用GND 包好此外若PA 与ASM 的控制讯号受瞬时电流影响也会导致ORFS 劣化所以若有必要也需加摆稳压电容PA 控制讯号[44]ASM 控制讯号[45]48 而收发器的控制讯号如GP_CLKGPRS_SYNGP_DATA同样也需用GND 包好若有必要也需加摆旁路与稳压电容至于高速数字讯号如UIM2_RESETUIM2_CLKUIM2_DATA V_RUIM2 一般而言较少受瞬时电流影响故较少摆放稳压电容但同样含有大量谐波故同样也需用GND 包好若有必要也需加摆旁路电容至于XO 讯号则不能摆放旁路电容因为会影响震荡频率以高通平台为例XTAL 会先震荡出192MHz 的模拟讯号接着透过PMIC 里的ADC 转换成数字讯号即192MHz 的参考频率再送入收发器的PLL 中透过VCO 产生LO再与基频讯号混波产生主频因此我们必须了解真正富含大量谐波的讯号是数字讯号的XO_OUT 除了要用GND 包好另外在靠近PMIC 与靠近收发器处需分别摆上两组RC 低通滤波器当然XO_OUT 最好是可以走内层而模拟的XTAL 讯号其实并无太大谐波成分除此之外也因为现今高通平台其XTAL 的负载电容都已内建于PMIC 中了除了可避免GND Plane 的噪声透过负载电容流入XTAL 导致震荡频率有所频偏同时也可更精确地控制震荡频率因此XTAL 讯号绝不可随意额外摆放电容[46]49而XTAL_INOUT 的长度也会影响负载电容值过长过短都会使震荡频率有所偏移一般是保持在240 到400 mil 而若真的要调整负载电容值也可靠调整NV_XO_TRIM_VALUES_I NV 4212 这组NV将负载电容调校到频偏最小的值[2]而为了克服XO 频率稳定度不高的缺失除了校正会比VCTCXO 来的复杂同时在PMIC 中也内建了Thermistor针对XO 做温度补偿以避免XO 因高温而有所频偏[246]50而在高通7 系列的平台中用的是频率稳定度较高但耗电量与成本也同时较高且温度承载范围较小的VCTCXO 需要一组控制电压的讯号TRK_LO_ADJ 另外早期的高通平台会有一组控制增益的讯号TX_AGC_ADJ 由Baseband 发出而TRK_LO_ADJ 与TX_AGC_ADJ 皆以PDM Pulse Density Modulation 波形传送控制讯号有很强的谐波成份因此都需要额外的RC 低通滤波器而且是靠近MSM 与靠近收发器以及VCTCXO 端皆需分别摆上两组RC 低通滤波器51而在摆放滤波用的旁路电容时也是同稳压电容一般越靠近IC 越好且需直接下到Main GND如此才有最小回路面积可避免噪声幅射强度过大导致Desense若离IC 过远且未直接下到Main GND除了会使回路面积扩大导致Desense 外另外多走的GND Trace会有寄生电感效应这会使抑制噪声的效果变差因为其寄生电感会使谐振频率产生频偏往低频移动以至于对于Noise的抑制能力变差52Reference[1] Adjacent Channel Power Ratio ACPR Anritsu[2] WCDMA 零中频发射机 TX 之调校指南与原理剖析百度文库[3] GSM Measurements with the RS CMU200 and CMUgo[4] Introduction to GSM and GSM mobile RF transceiver derivation[5] Solutions for EGSM Tx Leakage Affecting RFL6000 Current and RTR6300ORFS Performance Qualcomm[6] WCDMA 之零中频接收机原理剖析大全百度文库[7] Understanding GSMEDGE Transmitter and Receiver Measurements for BaseTransceiver Stations and their Components Agilent[8] GSM 手机射频测试指导[9] MOBILE HANDSET DESIGN[10] PHASE DISTORTION IN ENVELOPE ELIMINATION AND 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通信系统中的频谱分析和信号调整随着科技的飞速发展，通信系统在我们的日常生活中扮演着越来越重要的角色。

而频谱分析和信号调整是保证通信系统有效运行的关键步骤。

下面将详细介绍频谱分析和信号调整的步骤。

一、频谱分析1. 理解频谱：频谱是指信号在频率域上的分布情况，是衡量信号特性的重要指标。

通过频谱分析，可以了解信号的频率分布和能量分布等信息。

2. 具体步骤：(1) 采集信号样本：利用合适的设备和传感器，采集到待分析的信号样本。

可以采用天线接收无线电波、音频设备记录声音等方式。

(2) 信号预处理：对采集到的信号进行预处理，包括滤波、降噪等操作，以提高分析准确度。

(3) 时域转频域：将预处理后的信号从时域转换为频域，通过傅里叶变换等数学方法，得到信号的频谱。

(4) 分析与解读：对得到的频谱进行分析和解读，包括观察峰值、能量分布等信息，以了解信号的特性和属性。

(5) 结果报告：将分析结果进行整理和报告，记录信号的频谱特征，并进行归档和备份。

二、信号调整1. 理解信号调整：信号调整是指在通信系统中对信号进行处理和调整，以满足通信需求和提高信号的质量和可靠性。

2. 具体步骤：(1) 信号检测：利用相应的设备检测信号的强度、误码率等参数，获取关于信号的基本信息。

(2) 信号分析：对检测到的信号进行分析，包括频率分析、时域分析等，以了解信号的特性和问题。

(3) 问题定位：根据信号分析的结果，确定信号出现的问题和原因，如信号干扰、衰减等。

(4) 信号优化：根据问题定位，采取相应的优化措施，如增加信号发射功率、优化天线布局等，以提高信号的质量和可靠性。

(5) 重复检测与调整：在进行信号调整后，再次进行信号检测和分析，以验证调整效果，并根据需要进行进一步的调整。

(6) 结果验证与记录：对信号调整的结果进行验证，对调整后的信号进行监测和记录，以备后续分析和参考。

以上就是通信系统中的频谱分析和信号调整的详细步骤。

通过频谱分析，可以了解信号的频率分布和能量分布等特性；而信号调整则是为了满足通信需求和提高信号质量与可靠性。

⼿机射频GSM传导杂散（谐波）的解决之道⼏个⽅向:1. 降功率，这是最简单的。

由上图可知，谐波是来⾃于组件的⾮线性效应[1]，当然PA是最可能。

同时也可看出，主频功率降了，其谐波功率也会跟着降。

依照经验，主频功率降个0.5 dBm，其⼆阶谐波⼤概就会差个2~3 dBm，当然三阶的就降更多了。

假设GSM 850/EGSM 900在PCL5的Target Power为32.5 dBm，可以调NV或DAC，降成32 dBm试试。

2. 若是⾼通平台，可以调NV。

下图是PA_Enable、ANT_SEL、V_ramp三条曲线。

这三条曲线，对于谐波以及开关频谱，都会有影响，建议PA_Enable⽐V_ramp 早开启，⽽且最好能早⼀段时间。

⽽Ant_sel可以⽐PA_en早开启，也可以⽐PA_en 晚开启，看怎样的NV值，其谐波以及开关频谱会最低[2]。

3. 检查DC Block由第⼀点的图可知，DC Offset也是⾮线性效应之⼀，若流⼊PA跟ASM，会使其线性度下降。

除⾮是PA跟ASM已有内建DC Block，否则PA的input跟output，都要摆放DC Block，检查⼀下是否有放。

4. 在PA输⼊端，就将谐波砍掉，避免因为PA的⾮线性效应，使其谐波更加恶化。

但这要看PA input的摆放零件，假设PA input只放⼀个串联的DC Block，那只能⾃⼰额外放⼀个落地电容来砍谐波。

以GSM 850为例，可以放⼀个5.6 pF的落地电容[3-5]。

由上图可以看到，对于⼆阶谐波，⼤概有5 dB的insertion Loss，对于三阶谐波，⼤概有8 dB的insertion Loss。

特别注意的是，在设计电容值时，不是谐波抑制能⼒越⼤越好，因为⼀般普通的COG电容，其频率响应，不会只砍到谐波，同时也会砍到主频。

假设放10 pF的落地电容，可以看到⼆阶谐波，⼤概有16 dB的insertion Loss。

GSM参数设置详解GSM参数设置详解第一节介绍频率、频点的概念1、频率这里指无线信号的发射频率。

包含：手机发给基站的上行信号和基站发给手机的下行信号；GSM900的工作频段为890~960MHz，GSM1800的工作频段为1710~1880；其中：Uplink Downlink GSM 900 890~915 MHz 935~960 MHz 移动台向基站发信号的上行链路频段；基站向移动台发信号的下行链路频段；GSM 1800 1710~1785 MHz 1805~1880 MHz。

2、频点频点是给固定频率的编号。

频率间隔都为200KHz。

这样就依照200KHz的频率间隔从890MHz、890.2MHz、890.4MHz、890.6MHz、890.8MHz、891MHz …… 915MHz分为125个无线频率段，并对每个频段进行编号，从1、2、3、4 …… 125；这些对固定频率的编号就是我们所说的频点；反过来说：频点是对固定频率的编号。

在GSM网络中我们用频点取代频率来指定收发信机组的发射频率。

比如说：指定一个载波的频点为3，就是说该载波将接受频率为890.4MHz的上行信号并以935.4MHz的频率发射信号。

GSM900的频段可以分成125个频点（实际可用124个）。

其中1~95属于中国移动、96~124属于中国联通。

第二节 BCCH与TCH载波的概念1、BCCH与TCH载波的概念依据物理信道所传递的信息内容不同，将物理信道分为不同类的逻辑信道；包含节制信道和业务信道用于发送节制信息的载点我们叫做主频，即BCCHNO；用于发送话音、数据信息的频点我们叫做TCH频点，即TCH。

2、BCCH载波与TCH载波的区别BCCH载波：由于测量的正确性需求（切换机制的须要）与广播节制信道的工作模式，BCCH载波必需一直坚持最大功率发射（所有时隙），所以其输出能量是恒定不变的，从另一角度上看，它造成的干扰也是最严重的，整个无线网络最大的干扰源由BCCH载波所造成。

GSM测试总结GSM 测试主要有RF TX和RF RX两部分TX测试项目如下：1 发射功率测试：测试发射机在不同PCL(功率等级)的发射功率(测试信道选1、62、124)发射机载频功率在一个突发脉冲的有用信息比特时间上的平均值测试标准level 5: 33+/-3dbm level8:27+/-3dbmlevel 19: 5+/-5dbm level16:11+/-3dbm2 频率误差：测试发射信号与标准信号的频率差(功率等级为level5，信道选1、62、124)测试标准0.1PPM=10-7GSM900/90HZ DSC1800/180HZ3 相位误差：测试发射信号与标准信号的相位差(功率等级为level5，信道选1、62、124)测试标准峰值相位误差<20。

; 均方根相位误差<5。

4 调制频谱和开关频谱：测试发射信号调制或者切换时对相邻信道的干扰(测试条件同上) 测试标准调制频谱：频率偏移<100Khz时，测量的相对载频功率最大电平0.5db频率偏移为200Khz时，测量的相对载频功率最大电平-30db频率偏移为250Khz时，测量的相对载频功率最大电平-33db频率偏移为400Khz时，测量的相对载频功率最大电平-60db 开关频谱：频率偏移为400Khz时，测量的最大功率电平--19dbm 频率偏移为600Khz时，测量的最大功率电平--21dbm5 载频包络：功率对时间关系，测试发射信号在一个时隙内是否严格满足GSM规定的上升沿、下降沿以及平坦部分的要求(测试条件同上)测试标准：发射功率突发脉冲在GSM规定的功率时间包络内（平坦部分幅度平坦度<1db）RX测试项目如下：1 接收灵敏度：接收机在满足规定的BER条件下的最小输入电平(class2 , 信道1、62、124)(测试仪器发送信号，GSM接收后调制发出，由测试仪表对比计算BER)测试标准：-102dbm BER=2.44%2接收电平：测量BCH信道在不同功率级别时的接收电平(功率等级为level5，信道选62) 测试标准：BCH ：-60dbm RX LEV：50+/-4电平：-102dbm RX LEV：8+/-4-80dbm RX LEV：30+/-43接收质量：测试BCH信道不同功率级别通信时接收误码率(功率等级为level5，信道62) 测试标准：BCH ：-100dbm RX QUALITY=0 (BER<0.2%)-102dbm RX QUALITY<=4 1SB(4 1SB:1.61%<ber<3.2%)< p="">-80/-60dbm RX QUALITY<=1 1SB(1 1SB: 0.21%<ber<0.4%)< p="">(RX QUALITY=2, 0.41%<ber<0.8%)< p=""> </ber<0.8%)<> </ber<0.4%)<></ber<3.2%)<>。

GSM射频性能指标及调试一、GSM射频性能指标1. 发射功率（Transmit Power）：发射功率是指手机发射信号的强度，通常以分贝毫瓦（dBm）表示。

在GSM系统中，发射功率需要在一定范围内调节，以确保信号的覆盖范围和通信质量。

2. 接收灵敏度（Receiver Sensitivity）：接收灵敏度是指手机接收信号的能力，通常以信噪比（SNR）或解调门限（BER）表示。

接收灵敏度需要达到一定的要求，以保证在不同的信道条件下，手机能够稳定地接收到信号。

3. 信道质量（Channel Quality）：信道质量是指信号传输过程中的信号衰减、干扰和误码率等因素的整体表现。

通常使用信噪比或比特误码率（Bit Error Rate）表示。

信道质量的好坏对通信质量和数据传输速率有直接影响。

4. 邻近干扰抑制比（Adjacent Channel Interference Ratio，ACIR）：ACIR是指在信道频率相邻的情况下，接收信号与邻近干扰信号之间的功率比值。

ACIR的高低决定了系统的抗干扰能力和通信容量。

5. 杂散发射功率（Spurious Emission Power）：杂散发射功率是指在通信过程中手机发射无线信号以外的额外功率。

杂散发射功率要符合国际标准，以避免对其他通信系统和设备产生干扰。

二、GSM射频性能调试1.基站及天线调试：基站及天线是GSM系统中的核心组成部分，调试时需要确保基站和天线的安装位置和方向正确，以达到最佳的覆盖范围和通信质量。

2.功率调试：通过对手机发射功率和接收灵敏度进行调试，可以保证手机的通信范围和接收质量符合要求。

调试时要注意不同信道和不同频段的功率控制设置。

3.邻频干扰调试：邻频干扰是指信道频率相邻情况下的干扰现象。

在调试中，可以通过调整基站和天线的干扰抑制参数，如邻频干扰抑制比，来减小邻频干扰的影响。

4.信道质量调试：通过对信号质量进行分析和监测，可以确定信道质量问题，并采取相应的措施进行调试，如调整信道编码、功率控制和窗口设置等。

GSM射频性能指标及调试一、GSM射频性能指标1. 接收灵敏度（RX Sensitivity）：接收灵敏度是指手机接收信号的最低能力。

该指标表示手机能正常接收信号的最低功率水平。

较高的接收灵敏度意味着手机可以在更远的距离内接收到信号。

2. 发射功率（Transmit Power）：发射功率是指手机发送信号的功率水平。

该指标表示手机发送信号的强度。

较高的发射功率可以提高信号覆盖范围和质量。

3. 信号质量（Signal Quality）：信号质量是指手机接收到的信号的质量。

主要包括误码率、信噪比、相位误差等指标。

较好的信号质量意味着较低的误码率，更好的语音和数据传输质量。

4. 信道质量（Channel Quality）：信道质量是指网络中不同信道的质量。

主要包括信号强度、信噪比、多径衰落等指标。

较好的信道质量意味着更稳定的通信连接和更高的数据传输速率。

5. 射频覆盖（RF Coverage）：射频覆盖是指网络信号在特定区域内的分布情况。

主要包括覆盖范围、覆盖强度等指标。

较好的射频覆盖意味着在特定区域内用户可以较为稳定地使用移动通信服务。

二、GSM射频性能调试1.优化基站布局：通过合理的基站布局，包括位置、天线高度和天线方向等因素，可以提高射频覆盖范围和质量。

2.调整天线参数：通过调整天线的传输功率、方向和倾角等参数，可以优化信号传输，提高覆盖范围和质量。

3.设置网络参数：通过调整网络中的相关参数，如功控参数、邻区参数等，可以提高网络的性能和覆盖。

4.测试设备：使用专业的测试设备，如功率分析仪、信号发生器等，进行精确的信号测试和分析。

5.故障排除：及时对出现的信号问题和故障进行排除和修复，提高网络的稳定性和可靠性。

针对以上调试方法，需要具备一定的专业知识和技能。

同时，也需要不断学习和了解最新的射频调试技术和设备，以适应移动通信技术的发展。

总结起来，GSM射频性能指标的调试和优化是确保通信质量的关键。

通过合理的基站布局、调整天线参数、设置网络参数、使用专业测试设备和故障排除等方法，可以提高GSM网络的覆盖范围、信号质量和通信性能，满足人们对移动通信的需求。

GSM之调制与开关频谱（ORFS）解析与调校⼤全ACPR (Adjacent channel power ratio)在⽆线通信中，会量测ACPR，以衡量发射端对于邻近通道的⼲扰程度[1]。

在WCDMA中，会以ACLR (Adjacent Channel Leakage Ratio)，来衡量该指标[2] :⽽GSM中，则是以ORFS(Output Radio Frequency Spectrum)，来衡量该指标[3-4] :ORFS(Output Radio Frequency Spectrum)若以频谱为分类，衡量发射端对于其他频率的⼲扰，可分三类: In-Channel、Out-of-Channel、Out-of-Band。

In-Channel主要测试发射端对于⾃⾝通道的⼲扰，Out-of-Channel主要测试发射端对于邻近通道的⼲扰，Out-of-Band主要测试发射端对于其他频段的⼲扰，测试项⽬如下[4] :In-Channel : Frequency error/Phase error、EVM、PVTOut-of-Channel : ORFS、Tx noise in RX bandOut-of-Band : Conducted Spurious Emission、Radiation Spurious Emission前述已知，ORFS同WCDMA的ACLR，都是衡量发射端对于邻近通道的⼲扰程度，但有别于ACLR，ORFS⼜可细分为两项⽬: 调制频谱(Spectrum due to Modulation)与开关频谱(Spectrum due to Switching)调制频谱，量的是中间⽔平区段，主要是衡量讯号在调变过程中，是否会有频谱扩散的现象。

⽽开关频谱，量的是左右直⽴区段，主要是衡量讯号在上升与下降过程中，是否会有频谱扩散的现象[4]。

由于WCDMA采FDD(Frequency Division Duplex)机制，其讯号为连续波，因此只需量测调变过程中的频谱扩散现象，但GSM为TDD(Time Division Duplex)机制，其讯号为Burst型式，下图是GSM之Burst的时域与频域表⽰[8] :因此需再加测讯号在上升与下降过程中的频谱扩散现象。

调制频谱和开关频谱
由于GSM调制信号的突发特性，因此输出射频频谱应考虑由于调制和射频功率电平切换而引起的对相邻信干扰。

在时间上，连续调制频谱和功率切换频谱不是同时发生的，因而输出射频频谱可分为连续调制频谱和切态频谱来分别地加以规定和测量。

连续调制是测量由GSM调制处理而产生的在其标称载频同频偏处(主要是在相邻频道)的射频功率。

开关频谱即切换瞬态频谱，是测量由于调制突发的上下降沿而产生的在其标称载频的不同频偏处(主要是在相邻频道)的射频功率。

调制频谱指数字比特流信息经GMSK调变后在临近频带上所产生的频谱。

由于GSM调制信号的突发特性，因此输出射频频谱应考虑由于调制和射频功率电平切换而引起的对相邻信道的干扰。

在时间上，连续调制频谱和功率切换频谱不是同时发生的，因而输出射频频谱可分为连续调制频谱和切换瞬态频谱。

连续调制频谱是由GSM调制而产生的在其标称载频的不同频偏处（主要是在相邻频道）的射频功率。

测试目的:防止带外频谱辐射，以免引起邻道干扰（指本频道对邻频道产生的干扰）。

定义:开关频谱是指由于功率切换而在标称载频的临近频带上产生的射频频谱。

即由于调制突发的上升和下降沿而产生的在其标称载频的不同频偏处（主要是在相邻频道）的射频功率。

测试目的:防止频段切换时的开关脉冲对邻频道产生干扰（指本频道对邻频道产生的干扰）。

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GSM调制方式GSMK是一种特殊的数字调频方式，它通过在载波频率上增加或者减少67.708KHz，来表示0或1，利用两个不同的频率来表示0和1的调制方法称为FSK。

在GSM中，数据的比特率被选择为正好是频偏的4倍，这可以减小频谱的扩散，增加信道的有效性，比特率为频偏4倍的FSK，称为MSK最小频移键控。

通过高斯预调制滤波器，可以进一步压缩调制频谱。

高斯滤波器降低了频率变化的速度，防止信号能量扩散到邻近信道频谱GSM的调制方式是0.3GMSK。

0.3表示了高斯滤波器的带宽和比特率之间的关系。

0.3 GSMK并不是一个相位调制，信息并不是象QPSK那样，由绝对的相位来表示。

它是通过频率的偏移或者相位的变化来传送信息的。

有时把GMSK画在I/Q 平面图上是非常有用的。

如果没有高斯滤波器，MSK将用一个比载波高67.708KHz的信号来表示一个待定的脉冲串1。

如果载波的频率被作为一个静止的参考相位，我们就会看到一个67.708KHz的信号在I/Q 平面上稳定地增长相位，它每秒种将旋转67,708次。

在每一个比特周期，相位将变化90°。

一个1 将由90°的相位增长表示，两个1 将引起180°的相位增长，三个1 将引起270°的相位增长，如此等等。

同样地，连续的0 也将引起相应的相位变化，只是方向相反而已。

高斯滤波器的加入并没有影响0 和1 的90°相位增减变化，因为它没有改变比特率和频偏之间的四倍关系，所以不会影响平均相位的相对关系，只是降低了相位变化时的速率。

在使用高斯滤波器时，相位的方向变换将会变缓，但可以通过更高的峰值速度来进行相位补偿。

如果没有高斯滤波器，将会有相位的突变，但相位的移动速度是一致的。

精确的相位轨迹需要严格的控制。

GSM系统使用数字滤波器和数字I/Q 调制器去产生正确的相位轨迹。

在GSM规范中，相位的峰值误差不得超过20°，均方误差不得超过5°。

1.MSK 基本原理MSK 称为最小频移键控调制，是一种相位连续、包络恒定并且占用带宽最小的二进制正交FSK 信号。

因为MSK 属于二进制连续相位移频键控（CPFSK ）的一种特殊情况，它不存在相位跃变点，因此在带限系统中，MSK 能保持恒包络特性。

MSK 信号具有特点如下：①MSK 信号是正交信号；②其波形在码元间是连续的；③其包络是恒定不变的；④其附加相位在一个码元持续时间内线性地变化2/π±；⑤调制产生的频率偏移等于T 4/1±Hz ；⑥在一个码元持续时间内含有的载波周期数等于1/4的整数倍。

MSK 是CPFSK 满足调制系统h=0.5时的特例。

当h=0.5时，满足在码元交替点相位连续的条件，是移频键控为保证良好的误码性能所允许的最小调制指数；且此时波形的相关性为0，待传送的两个信号时正交的。

二进制MSK 信号的表达式可写为]t a 2T t [cos )(k k Sc ϕπω++=t S MSK （K-1）S T ≤t ≤K S T或者 (t)]t [cos )(c θω+=t S MSK 这里 k k a ϕπθ+=s2T (t) （K-1）S T ≤t ≤K S T其中，c ω 为载波角频率；S T 为码元宽度；k a 为第K 个码元中的信息，其取值为±1；k ϕ为第k 个码元的相位常数，它在时间（K-1）S T ≤t ≤K S T 中保持不变。

当k a =+1时，信号频率为 )2T (21s c 2πωπ+=f 当k a =-1时，信号频率为 )2T -(21sc 1πωπ=fMSK 信号表达式]t a 2T t [cos )(k k Sc ϕπω++=t S MSK （K-1）S T ≤t ≤K S T中的相位常数k ϕ的选择应保持信号相位在码元转换时刻是连续的。

所谓连续，就是前一码元末尾的总相位等于后一码元开始的总相位，即)(kT b 1-k b k KT ϕϕ=）（，也即k b c k b c kT kT θωθω+=+1-展开即为k b b k k b b k x kT T a x kT T a +=+221-1-ππ，推出 2k )a -(a k 1k 1-π=+=k k x x 本比特的相位常数不仅与本比特区间的输入有关，还与前一个比特区间内的输入及相位常数有关。

1）频率误差定义发射机的频率误差是指测得的实际频率与理论期望的频率之差。

它是通过测量手机的I/Q信号并通过相位误差做线性回归，计算该回归线的斜率即可得到频率误差。

频率误差是唯一要求在衰落条件下也要进行测试的发射机指标。

测试目的通过测量发射信号的频率误差可以检验发射机调制信号的质量和频率稳定度。

频率误差小，则表示频率合成器能很快地切换频率,并且产生出来的信号足够稳定。

只有信号频率稳定，手机才能与基站保持同步。

若频率稳定达不到要求（±0.1PPm），手机将出现信号弱甚至无信号的故障，若基准频率调节范围不够,还会出现在某一地方可以通话但在另一地方不能正常通话的故障.GSM频段选1、62、124三个信道，功率级别选最大LEVEL5；DCS频段选512、698、885三个信道，功率级别选最大LEVEL0进行测试.GSM频段的频率误差范围为+90HZ—--90HZ，频率误差小于40HZ时为最好，大于40HZ小于60HZ时为良好，大于60HZ小于90HZ时为一般,大于90HZ时为不合格;DCS频段的频率误差范围为+180HZ—-—180HZ,频率误差小于80HZ时为最好，大于80HZ小于100HZ时为良好，大于100HZ小于180HZ时为一般，大于180HZ时为不合格。

2）相位误差定义发射机的相位误差是指测得的实际相位与理论期望的相位之差。

理论上的相位轨迹可根据一个已知的伪随机比特流通过0。

3GMSK脉冲成形滤波器得到.相位轨迹可看作与载波相位相比较的相位变化曲线。

连续的1将引起连续的90度相位的递减，而连续的0将引起连续的90度相位的递增。

峰值相位误差表示的是单个抽样点相位误差中最恶略的情况，而均方根误差表示的是所有点相位误差的恶略程度，是一个整体性的衡量。

测试目的通过测试相位误差了解手机发射通路的信号调制准确度及其噪声特性.可以看出调制器是否正常工作，功率放大器是否产生失真，相位误差的大小显示了I、Q数位类比转换器和高斯滤波器性能的好坏。