ST公司基于MOSFET的自激式(RCC)开关电源设计(整合)

简述2.5W小功率RCC开关电源制作在输出小于50W的小型开关电源系统中，目前在设计上有很多种，但RCC方式被运用的可以说是最多的。

RCC（即Ringing choke convertor）的简称，其名称已把基本动作都附在上面了。

此电路也叫做自激式反激转换器。

RCC电路不需要外部时钟的控制，由开关变压器和开关管就可以产生振荡的原因，使线路的结构非常的简单，这样就致使成本低廉。

所以可以用之中电路来做出地价格的电源供应器。

而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。

RCC电路的主要优缺点如下：1、电路结构简单，价格成本低。

2、自激式振荡，不需要设计辅助电源。

3、随着输出电压或电流的变化，启动后，频率周期变化很大。

4、转换的效率不高，不能做成大功率电源。

5、噪声主要集中在低频段。

市售便携式CD/VCD机的交流适配器电路如附图所示。

该适配器标称输出为5V、500mA,体积为7×4×1.8cm,重量约180g,其功率体积比明显优于普通工频变压器适配器。

在市电220v输入时测试其输出电压在空载和VCD机正常播放时约为5.2V,无明显变动。

该适配器随机售出无图纸，印刷板无元器件编号，图中元器件数值为笔者实测，电路系根据实物绘出。

虽然电源的Q16、Q17标识已被砂纸打去，但根据电路结构和管子体积形状可以推断Q16为MJE13003、Q17为8050.适配器是英语Adapter/adaptor的汉语翻译。

适配器就是一个接口转换器，它可以是一个独立的硬件接口设备，允许硬件或电子接口与其它硬件或电子接口相连，也可以是信息接口。

比如：电源适配器、三角架基座转接部件、USB与串口的转接设备等。

该适配器不同于一般脉宽调制开关电源。

Q16为开关管，R84为起动电阻，R83、C15为正反馈RC元件。

D5为C15的放电通路。

Q17为脉冲控制管，其基极R82的电压降组成开关管Q16的过流保护电路，R81、C12作为隔离电路。

反激式开关电源变压器设计步骤及公式(4种计算方法比较)1.确定已知参数: （主要PWM方式）确定已知参数:（主要RCC方式）来自现代高频开关电源实用技术1,确定系统规格输出功率:输入功率: P୧=୔౥஗输入平均电流: Iୟ୴୥ൌ୔౟୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ同左边占空比D୫ୟ୶=୲౥౤୘=0.5 f୫୧୬:25KHz输入直流电压Vୈେ=√2Vୟୡ在了解输出功率后确定所需磁芯A p=A e*A w（cm4）Ae:磁芯中心柱横截面积(cm2)；A w:磁芯窗口面积(cm2)最小AC输入电压:V ACMIN,单位:V最大AC输入电压:V ACMAX,单位:V输入电压频率:f L,50Hz or 60Hz输出电压:V O,最大负载电流:I O输出功率:P O,单位:WIo:Po=Vo*Ioη:0.85P୧ൌP୭η2.峰值电流1T=10000G s输入峰值电流:I୔୏ൌ୏כ୔౥୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ对于BUCK(降压),推挽,全桥电路K=1.4对于半桥和正激K=2.8对于Boost,BUCK-Boost和反激K=5.5 I୮ൌ2כP୭כTηכV୧୬ሺ୫୧୬ሻכt୭୬A e*A w>୔౥כଵ଴లଶכ஗כ୤౩כ୆ౣכஔכ୏ౣכ୏ౙ(cmସ) ；Ae是磁芯截面积（cm2）,Aw是磁芯窗口面积（cm2）；f的单位为Hz，Bm的单位为Gs，取(1500)不大于3000Gs，δ导线电流密度取:2～3A/mmଶ ，K୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1I୅୚ୋൌP୧V୧୬୫୧୬I୔୏ൌIୟ୴୥D୫ୟ୶כ2T୭୬ൌଵ୤D୫ୟ୶(uint:µs)1S=106µsL୔ൌ୚౟౤ౣ౟౤כ୘౥౤୍ౌే(µH)3.计算初级电感因所以t୭୬ൌDכTൌଵଶכ୤若f取25KHz,则t୭୬为20μS选磁芯也可用公式Fosc<50KHz S=1.15*√Po(cmଶሻFosc<60KHz S=0.09*√Po(cmଶሻFosc>=60KHz S=0.075*√Po(cmଶሻNPൌ୐ౌכ୍ౌే୼୆כ୅౛כ10଺L P:mH; ΔB:260mT;A e:mm2NsൌሺV୭൅Vୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכN୔V୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶NaൌሺVୟ൅Vୟୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכN୔V୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶L ୔=୚౟౤ሺౣ౟౤ሻכୈ୍ౌేכ୤౥౩ౙ其中L 单位:H f:Hz 电压:V, 电流:A匝比：n=୚౥୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ=୒౩୒౦4. 计算初级匝数初级电感:L ୮ൌ୚౟౤ሺౣ౟౤ሻכ୲౥౤୍౦检验磁芯正规名牌磁性材料的Bm 不得大于3000Gs ，国产杂牌不大于2500Gs 更保险A ୐值是在磁芯上绕1000匝测得(美国)则N ୔ൌ1000ට୐ౌ୅ై此式中L ୔单位为mH变压器次级圈数：Ns>୬כ୍౦כ୐౦ୗכ୆ౣ*10଻其中S 为磁芯截面积，Ｂ୫值为3000Gs若A ୐值是用100匝测得且单位是nH/N ଶ,则N ୔ൌ100ට୐ౌ୅ై此式中L ୔单位为mH,A ୐单位为mH/N ଶ,在计算时要将A ୐的值由nH 转换为mH 后再代入式中计算;例如:某A ୐值为1300 nH/N ଶ, L ୔值为2.3mH,则A ୐=1300nH/N ଶ=1.3 mH/N ଶ代入中计算得N ୔为133T 初级匝数为:Np=୒౩୬B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2 )B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以5. 匝比n=୒౩୒ౌ=୚౥୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ晶体管的基极电流I ୆=୍౦୦ూు6. 次级绕组匝数N ୱ=N ୔*n N ୱଵ=୒౦כሺ୚౥ା୚ౚሻכሺଵିୈౣ౗౮ሻ୚౟౤ሺౣ౟౤ሻכୈౣ౗౮多路输出时N ୱ୶=ሺ୚౥౮ା୚ౚ౮ሻכ୒౩భ୚౥భା୚ౚభ其中x 代表几路I ୆୰୫ୱൌI ୆√27. 原边供电绕组N ୟ=N ୱכ୚౗୚౥在多路输出时Vo 为主输出电压计算线径（包括初级次级）同左边8. 选择磁芯型号要满足,磁芯中心柱截面积S=0.09*√Po (cm ଶሻ或满足公式A୔=A ୣכA ୵ൌ୔౥כଵ଴లଶכ஗כ୤౩כ୆ౣכஔכ୏ౣכ୏ౙ(cm ସ ) ；Ae 是磁芯截面积（cm 2）,Aw 是磁芯窗口面积（cm 2）；f 的单位为Hz ，Bm 的单位为Gs ，取(1500)不大于3000Gs ，δ导线电流密度取:2～3A /mm ଶ ，K ୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc 磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1做较大瓦数的 Power 。

单端自激式(RCC)反激开关电源虽然效率低、调试麻烦，但是，它电路简单，更可贵的是具有“自我保护能力”---当输出过重或短路时，可自动进入间歇振荡保护模式并且啸叫“提醒”用户，而保护自己不被破坏。

因此，单端自激式(RCC)开关电源一直也受到重视并广泛使用。

关于单端自激式(RCC)反激开关电源的原理非常简单，就不赘述；但是该电路调试比较困难，这里以下图为例，简要说明其调试步骤及项目.调试用设备：1、调压器；2、示波器；3、万用表；4、其他（功率电阻，电位器，电容，电阻等等）调式步骤及项目：1、PCB及焊接情况检查检测输入输出有无短路，元件极性是否正确，有无触碰等；2、振荡调试输出接一半负载，将输入电压慢慢调高，将示波器探头靠近变压器，看是否振荡。

通常几十伏（因负载而异）就可听到振荡的吱吱声；若已到满电压仍然无振荡，说明振荡电路有问题。

重点查：A、起振电阻：R8B、震荡管：Q2C、正反馈回路：C8,D6,R6D、振荡变压器：极性是否正确3、稳压调试将输入电压慢慢调高，监视输出电压变化，输出电压VCC+15V A逐渐增大，当到15V时，应不随输入电压再继续增大；若继续增大，就要检查稳压电路：A、次级稳压部分：R1,R2,U1,R4;B、光耦：PS1C、初级稳压部分：D1,C3; R5,Q1;4、重载启动调试在输出接1.2倍的最大负载，输入电压调至允许最低值，上电，观察波形和输出电压；若启动迅速，波形、电压正常说明该项正常；若进入间歇振荡，或输出电压偏低就要检查或调节以下元件：A、起振电阻：R8B、正反馈：R6,C8C、过流检测电阻：R12D、过压保护：DW15、恒流驱动调试在输出接1.2倍的最大负载，输入电压调至允许最高值，减小驱动，刚好使输出电压降低，在适当加大一点即可；调节：A、驱动：R6,C8B、恒流驱动：DW2,R106、过流保护调试在输出接1.2倍的最大负载，输入电压调至允许最低值，将驱动加大一些，继续加重负载，观察R12两端电压波形，调节R12使输出电压降低。

他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS），PWM自适应同步，分布电容电流尖刺消除。

一、小功率AC/DC开关电源的技术现状：现有离线式小功率AC/DC开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、反激式、半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM 控制、PFM控制。

AC/DC开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。

PWM控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。

由于PWM控制方式控制特性好，控制电路较简单，控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。

但随着对开关电源的高功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM 控制电路提出了挑战。

由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。

硬开关PWM控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进一步提高。

常规（非正向式）硬开关PWM控制线路的主开关电压、电流波形（图1）及功耗分析：由以上V/I波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点：在主开关开通（T on）时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。

在主开关关断（T off）时，主开关电压和电流波形明显重叠。

正是由于这种重叠的存在，使主开关的动态损耗在电流大及频率高时更加严重。

如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的C oss为300P，变压器及线路板的分布电容为100P，Cr总共为400P，假设频率f=100KHz。

由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）为V f=V in+V clamV clam=N·(V out+V d+V tsr),V f：MOSFET漏极上的回扫电压，V in：电源的DC输入电压，N：变压器初次级匝比，V out：输出DC电压，V d：输出整流二极管上的压降，V tsr：变压器次级绕组上内阻引起的压降，得到：V f=V in+ N·(V out+V d+V tsr)假设有一回扫线路V f= V in+N·(V out+V d+V tsr)=310+10×(12+1+0.2)=442(V),V cr=V f=442V,MOSFET开通（Ton）时Cr电容的损耗可用下式计算：P cr=（C r·V cr2·f）/2代入计算：P cr= (400×10-12×4422×100×103 )/2=7.81456/2=3.90728(w)≈4W。

RCC设计的关键是PF值, 就是功率频率乘积. RCC工作在TM模式(临界电流状态), 经过计算推论, PF为.PF=N*(Vo+Vd)*(Vo+Vd)/[2Lp*(1+N(Vo+Vd)/Vp)*(1+N(Vo+Vd)/Vp)]其中, N为初次圈数比, Vo为输出电压, Vd为输出整流二极管正向压降, Lp为初级电感量.所以, 当电路参数确定完之后, 在输入电压一定时, PF是定值,所以, 轻载频率高, 重载频率低. 举例说, 输入220Vrms, 输出+5V, 3Amax. N=20, 则PF=140,000, 如果Po=5W, when请问：图中的C10,R14是什么作用,怎么工作的?输出整流常用肖特基,Vrrm比较低, 所以R14 C1O在线路中可部分限制次级线圈的尖峰电压, 它是双向的RC吸收回路, 时间常数很小, 对次级电压的上下沿起作用.同时, 此回路的使用, 可使初级开关管漏极电压少许回落, 提高MOSFET工作可靠性.请问：此RC网络怎么设计?理论上次级电压(距形波)上下沿都很工整, 但实际变压器初对次, 次对初, 都有漏感存在, 导致上下沿有尖峰振铃, RC的功效就是尽量减少以致完全消除.RC选择是, R应刚好等于次级LC回路的特性阻抗, C的选择大致等于次级LC回路电容值10倍以上, 但太大会影响整机效率. 通常RC选择先理论确定大致参数, 再实际调整, 要看次级波形进行.另外, 有些人会看到大部分电路把RC接在整流二极管PN两断, 其实和本图接法大同小异, 只是RCC电路整流二极管反向恢复电量的负作用不是很明显, 所以我个人倾向于这种接法.请问：正激导通期间电解电容C9两端为反向电压,对此电解电容有什么要求呢?去掉R12如何?1.正激期间C9两端还是正电压! 你可用SCOPE抓波形看看. 你所谓的反电压是在N2线圈两断, 此电压和C9上电压刚好叠加一起, 通过ZCD回路正激MOSFET.2. 关于C9的容量大小, 根据RCC的工作原理, 它应该至少小与主输出回路的总电容(C11+C5)的1/10, 也就是说, C9两端电压应保持少许变动, 而主输出电压是恒定不变的.3. R12是ZCD回路(R4&C8)的放电回路, 它能使RCC工作更稳定, 最好保留.但如果C9还给另外第三者电路供电, 这个电阻就可放心去掉.根据N2和N3的相位关系, 在电路正常工作后, 电容C9上电压和输出相位一致.是正电压.Lp 是初级感量OCP-电流保护Vovp 过压保护电压阀值Vaux 辅助绕组电压Ns 次级圈数Naux 辅助绕组圈数讲讲R4,C8吧.R4, C8是ZCD元件(zero current detect), 也就是检测变压器的能量何时刚好全部转移到负载上去, 也就是在刚转移完后, 马上是功率MOSFET进行一下周期的工作, 于是临界模式就这样确定了.在电路的冷启动时, 需要启动电阻, 所以有上述讨论的两个串联电阻, 但在电路稳定工作后, 启动电阻的作用应被强行中止, 所以要是启动电阻和MOSFET的输入电容Ciss的时间常数远大于电路的最低工作周期, RstCiss远小于Tmin, 这样一来, 启动电阻在正常工作后就不起作用.C8也是启动时的隔直电容, 一般, C8>10Ciss.另外, 本人初入道时以为R4, C8为影响电路的工作频率, 但今天看来, 是完全错误的观点.对初级:Vp = Lp* Ippk / Ton次级:Vo+Vd = Ls * Ispk / Toff然后初次级每圈伏秒值相等Vp * Ton = N * (Vo+Vd) * Toff N = Np/Ns接着, 输出平均电流Io = 0.5 * Toff/T * Ispk输出功率为Po = Vo * Io最后计算Po*(1/T), 就可以了, 我写了主要思路, 没有时间弄得很详细的, 我想对这个问题感兴趣的网友都能把其它步骤得出.输出电流的取舍, 实际上你要先定好电路输出的最大平均电流和瞬间输出PEAK电流, 把他们反射回初级POWERMOSFET源极, 就可以决定取多大SENSE电阻, 当然估算后还要实践做微调. Po=0.5*L*I*I, 也可据此估计变压器的初级电感.您能具体讲讲R10、ZD2是如何起作用的吗??C9上的电压是正比于输出电压的, 所以, 如果其它问题造成输出过压, 可通过R10, ZD2起到一定的保护作用.知道稳压有两种方法吗?1是通过光藕把初次级联系起来构成稳压环路, 2是初级稳压(以前用很多, 包括电视机开关电源, 用这种方法可设计好可达+/-10%的精度, 并且使用多年还没问题), 只不过在这里, 稳压管和电阻串联, 是有条件的初级稳压,条件是输出在正常值之外才起作用, 之内是光藕回路起作用.所以, 要认真设计稳压管和电阻串联回路.看完大家的討論好像沒人知道RCC真正的動作模式.板主提供的線路真正的基本精神還是脫離不了變壓器.一個Lp的參數才是主導整個線路的命脈.其它的零件都可以暫時不管它.各位還是要先了解變壓器的BH曲線是如何與電特性結合在一起的觀念才能真正控制RCC的輕中重載的頻率.事實上控制頻率真正的主角是變壓器Lp.N是控制Vds的最大耐壓.因為RCC是標準QR MODE所以為了達到伏秒平衡只能改變頻率來達成諧振目的.其實Lp的大小依然控制另一項重要參數是二次側peak電流的大小.它對二次側的電容有關鍵性的權利.如果能夠結合這個關鍵性的等式.那就恭喜你已經打通FLYBACK的竅門.從這裡你就可以回推一次側的Ipeak.有了這個參數你就可以推導出MOSFET規格對不對.H的大小是多少Oe.NI值會不會飽和等.B的大小在各種電壓下.總之如果你沒有材質資料以上都是空談.最後請各位真正去向鐵心廠商要完整資料好好體會一下AL,BH,NI之間的關係.相信你會發現真正的開關電源是什麼樣子.共勉之!!台湾人译着阻隔振荡变换器.Lp是指主T的感量.控制著儲能電流的斜率.經過電阻激發SCR ON關閉MOSFET.當MOSFET 關閉時進行能量轉移到二次側.你可以想一下SCR為什麼會OFF條件如何形成.當磁能退化到Br時MOSFET的GATE再度充電而TURN-ON.如此週而復始.所以上升的速度決定下降的時間.因此Lp大小控制頻率.只是什麼樣的Lp及鐵心大小最適合你的需求就要自己多多累積經驗跟理論基礎設定初始值了.多點想像力會幫助你學得快樂.不要鑽牛角尖要能反向思考.正反都能說對那它就是對的.我是以板主提供的線路圖為基準.當MOSFET TURN ON時IDS是以VIN/LP線性上昇.在R11上產生電壓降去激發Q2Q3所組成的SCR線路.當SCR被激發時MOSFET的VGS會被短路.而使得MOSFET OFF產生FLYBACK作用能量轉移二次側.但是如何使得SCR OFF就是關鍵問題了.只要SCR能OFF MOSFET才有可能再TURN ON.不知這樣說明你會明白嗎.以上請參考.RCC线路工作在临界电流模式状态, 在初级MOSFET导通期间, 初级线圈可看做一个电感, 根据公式V=L*dI/dt, dt就是Ton, 可以知道Ton有Vin, L(初级感量)决定. 在次级导通时, 仍然用公式V=L*di/dt理解, 此时dt是Toff, 由次级感量L和输出电压V决定. 以上可得其实按经验而言, 因为RCC工作在TM下, 所以它的Duty cycle由下式决定:D = Vor/(Vdc+Vor)Vor是次发射到初的反射电压, Vdc是桥整后大电解电容上电压.设计原则: 要求D<0.45(在Vdc是最小, 如AC90V or AC 180V), 同时输出功率最大时候.所以设计步骤是先定D(占空比), 然后根据AC输入范围确定Vor, 其次根据输出电压和次级整流管压降确定变压器初次圈数比N, N定好后根据所选变压器骨架磁芯确定初级圈数(此处先不管线路频率), 所以自然次级圈数就定了.........至于频率, 调整GAP可以变动.对于这个Vor次发射到初级的反射电压的作用,不太理解.由AC确定Vor后,Vor有什么用?因为D已经确定了阿?输出电压和整流管压降师已知的,与Vor无关,那么这个Vor有什么作用?其实我也在拿你说的知识来对比理解反激式的原理.其基本原理我认为与RCC差不多,只不过运作方式不同.再次感谢楼主Yansn,让我受益匪浅Vor is "output reflect voltage", 即次级反射到初级的电压在次级别导通期间. 反射电压是客观存在的, 是有初次级圈数比和次级线圈两段的电压决定, 而次级两断电压又由输出电压Vo和管压降Vf(about 1v for fast recovery diode, 0.8v for SBD)相加决定.根据变压器原理, 和磁滞环线, 变压器中磁通要在工作中平均恒定, 虽然瞬间有比如说正向的变化, 但必须在紧接着又负向的变化, 以保证总磁通稳定. 否则, 变压器磁通会逐渐增大, 向无穷大方向变化, 当然就是实际的饱和, 饱和后线圈的电感量急剧降低, 相当于空心线圈, 然后引起电流很大, 超过串联的POWER MOSFET承受能力, 而烧毁POWER MOSFET.再用形象化的语言描述, 磁通复位, 就是变压器初级主线圈的正负向VT值(电压时间乘积)必须相等, 才有公式Vdc*Ton = Vor*Toff, and then we get: D = Vor/(Vdc+Vor)首先谢谢你提出如此有价值且尖锐的问题, 技术的东西就需要这样一起讨论才能让我们各位进步!关于反馈的接法,的确有两钟, 电感前和后, 但我看来各有利弊.1) 接在电感前, 瞬态响应好, 输出纹波也是稍微象你说的那样变小, 但TL431取样电路采样进来的噪音太大, 电路容易自激.另外, 在大电流输出负载变动时候, V0输出电压有些不太稳定, 要记住电路中所有点只有R19上端点的电压最稳定.2) 接在电感后, 对输出电压的稳定很有好处, 同时此时电感充当了整个控制环路一个滞后的电抗元件, 只要电感量不是很大, 回路补偿是相对容易好调整. 至于输出纹波, 因为本身有一个LC回路, 并不见得会增加多少, 你可实际对比测试, 因为从直流角度出发, 电感前的电压也是相当稳定的.。

他激ZVS-RCC 式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS ），PWM 自适应同步，分布电容电流尖刺消除。

一、小功率AC/DC 开关电源的技术现状：现有离线式小功率AC/DC 开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、反激式、 半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM 控制、PFM 控制。

AC/DC 开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。

PWM 控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。

由于PWM 控制方式控制特性好，控制电路较简单，控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。

但随着对开关电源的高功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM 控制电路提出了挑战。

由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。

硬开关PWM 控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进一步提高。

常规（非正向式）硬开关PWM 控制线路的主开关电压、电流波形（图1）及功耗分析：由以上V/I 波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点：在主开关开通（T on ）时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。

在主开关关断（T off ）时，主开关电压和电流波形明显重叠。

正是由于这种重叠的存在，使主开关的动态损耗在电流大及频率高时更加严重。

Vin Vin Vf Vf 0重负载时主开关V /I 波形轻负载时主开关V /I 波形 图1：主开关电压、电流波形如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的C oss为300P，变压器及线路板的分布电容为100P，Cr总共为400P，假设频率f=100KHz。

由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）为V f=V in+V clamV clam=N·(V out+V d+V tsr),V f：MOSFET漏极上的回扫电压，V in：电源的DC输入电压，N：变压器初次级匝比，V out：输出DC电压，V d：输出整流二极管上的压降，V tsr：变压器次级绕组上内阻引起的压降，得到：V f=V in+ N·(V out+V d+V tsr)假设有一回扫线路V f= V in+N·(V out+V d+V tsr)=310+10×(12+1+0.2)=442(V),V cr=V f=442V,MOSFET开通（Ton）时Cr电容的损耗可用下式计算：P cr=（C r·V cr2·f）/2代入计算：P cr= (400×10-12×4422×100×103 )/2=7.81456/2=3.90728(w)≈4W。

7-1 自激式开关电源的设计中山市技师学院葛中海7.1.1 自激式开关电源1．自激式开关电源概述如图7-1（a ）所示为自激式开关电源的基本电路，也称RCC 电路，即阻尼振荡变换器。

广泛应用于50W 以下的开关电源中。

它有自激式振荡电路，结构简单，由输入电压与输出电流改变工作频率。

（a ）基本电路 （b ）电压与电流图7-1 自激式开关电源基本电路与波形电压和电路波形如图（b ）所示。

VT 导通（ON t ）期间，变压器T 初级从输入侧蓄积能量，在VT 截止（OFF t ）期间，变压器T 蓄积的能量释放给负载。

OFF t 结束时，变压器初级感应电动势1u 自由振荡返回到零。

VT 基极连接的辅助绕组也称正反馈绕组，因变压器互感产生正反馈信号控制VT 的通断，即所谓自激振荡。

由以上工作原理描述可知，自激式开关电源属于反激式电源。

图7-2所示为自激式开关电源的分时等效电路，1L 、2L 分别为初、次级绕组的电感。

图（a ）所示ON t 期间开关管VT 导通，T 初级两端所加电压为I V ，次级侧滤波电容C 放电、电压降低，供给负载输出电流O I 。

这期间，变压器T 初级从输入电源I V 吸收能量、电感励磁；整流二极管VD 中无电流，故变压器初、次级绕组无相互作用。

图（b ）所示O FF t 期间开关管VT 截止，T 初级没有电流，故图中未画出。

这期间，初级吸收的能量耦合到次级侧，整流二极管VD 导通，一边给电容C 充电、电压升高，一边给负载供电，变压器初级释能、电感消磁。

图7-2 自激式开关电源等效电路2．自激式开关电源的计算公式从ON t 转到OFF t 瞬间，初次级“安匝相等”原理仍然成立，因此，若变压器初级侧的能量全部传递给次级侧，则P P I N I N 2211⨯=⨯ （7-1）式中，P I 1、P I 2初次级的峰值电流。

设初次级绕组的匝比N 为N =21/N N （7-2）式中，1N 、2N 为开关变压器初次级匝数。

目录摘要ABSTRACT绪论第一章．RCC电路基础简介1.1RCC电路工作原理1.2RCC电路的稳压问题1.3RCC电路占空比的计算1.4RCC电路振荡频率的计算1.5RCC电路变压器的设计第二章．简易RCC基极驱动的缺点及改进设计2.1 简易RCC电路的缺点2.2 开关晶体管恒流驱动的设计第三章．RCC电路的建模及仿真3.1 RCC电路的建模及参数设计3.1.1 主要技术指标3.1.2 变压器的设计3.1.3 电压控制电路的设计3.1.4 驱动电路的设计3.1.5 副边电容、二极管参数的设计3.1.6 其他辅助电路的设计3.2 RCC电路的仿真3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证3.2.2 RCC电路带轻载时的仿真3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真3.3.1 RCC电路的恒流设计3.3.2带有恒流源的RCC电路的仿真第四章RCC电路间歇振荡的应用实例4.1 三星S10型放像机中的RCC型开关电源RCC电路间歇振荡现象的研究摘要：RCC变换器通常是指自振式反激变换器。

它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。

由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。

一方面，当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化，因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音，所以需要抑制这种现象的产生。

另一方面，当电路的输出功率输出较小时，却可以利用这种间歇振荡，使开关电路处于低能耗状态。

当需要电路工作时，只需给电路一个信号脉冲即可。

电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡，同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。

Abstract：The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control .引言目前采用的大多数开关电源，无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控的稳压电路。

随着电力电子技术的发展和新型功率元器件的不断出现，开关电源技术得到了飞速的发展，在计算机、通讯、电力、家用电器、航空航天等领域得到广泛应用，取得了显著的成果。

本论文是通过用电源控制芯片M51995AFP设计并制作一种开关电源，该开关电源是通过PWM技术控制开关的占空比来调整输出电压的，以达到稳定输出的目的。

论文主要完成的内容有：（1）根据设计需要选择开关电源电路；（2）设计输入整流滤波电路，并确定相关器件参数；（3）基于M51995AFP对开关电源的控制核心部分进行设计；（4）设计输出整流滤波电路，并确定相关器件参数；（5）设计电压反馈电路；（6）通过实验和计算对设计中的数据进行验证。

本论文对开关电源的滤波、整流、反馈电路等分别作了细致的研究工作，通过实验和计算，掌握了开关电源设计的核心技术，并对设计过程进行了详尽的阐述。

关键词：开关电源；占空比；PWMWith the development of the electronic technology and the emerging of new power components, switching power supply has been widely used in computer, communications, electricity, home appliances and aerospace fields, achieving remarkable results.The purpose of this papers is to design and make a switching power supply based on control chip M51995AFP and PWM Control. This switching power supply could adjust the output voltage by using the duty cycle of PWM Control. Stable output purposes could be attained.The main content of the papers are:(1)Choose switching power supply circuit based on the requirement;(2)Design input rectifier filter circuit and identify the relevant device parameters;(3)Design the core control parts of switching power supply based on M51995AFP;(4)Design rectifier output filter circuit and establish the relevant device parameters;(5)Design voltage feedback circuit;(6)Validate data of the designing by adoption of experimental and computations.In the thesis , the switching power supply filtering, rectifier and the feedback circuit are studied in details. The main technology of designing switching power supply is obtained by experiments and calculations. The design process is specified also.Key words: Switching Power Supply; Duty cycle; PWM目录1．绪论 (1)1.1 开关电源的概念和分类 (1)1.1.1开关电源的概念 (1)1.1.2开关电源的分类 (3)1.2 开关电源设计中存在的问题与未来发展 (4)1.2.1开关电源中存在的问题 (4)1.2.2开关电源的发展趋势 (5)2．开关电源元器件的选用 (6)2.1 开关晶体管 (6)2.1.1功率开关MOSFET (6)2.1.2 绝缘栅双极型晶体管 (7)2.2 软磁铁氧体磁芯 (8)2.2.1磁性材料的基本特性 (9)2.2.2磁芯的结构与选用 (9)2.3 光电耦合器 (10)2.4 二极管 (12)2.4.1开关二极管 (13)2.4.2稳压二极管 (13)2.4.3快速恢复及超快速恢复二极管 (14)2.5 自动恢复开关 (14)2.6 热敏电阻 (15)3．开关电源的设计基础 (17)3.1 开关电源的控制方式 (17)3.1.1脉宽调制的基本原理 (17)3.1.2脉冲频率调制的基本原理 (18)3.2 各类拓扑结构电源分析 (19)3.3 谐振式电源与软开关技术 (24)3.3.1电路的谐振现象 (24)3.3.2谐振式电源的基本原理 (25)3.3.3谐振开关的动态过程分析 (26)3.3.4软开关技术及常见软开关拓扑简介 (30)3.4 其它软开关技术应用及发展概况 (36)4．开关电源设计 (38)4.1 开关电源集成控制芯片 (38)4.1.1芯片管脚排列及说明 (38)4.1.2芯片基本特性 (39)4.1.3芯片工作原理分析 (40)4.2 开关电源电路分析 (47)4.2.1开关电源电路原理图 (47)4.2.2开关电源各单元电路具体分析 (49)结论 (55)致谢 (56)参考文献.................................................................................................................- 57 -1．绪论开关电源是近年来应用非常广泛的一种新式电源，它具有体积小、重量轻、耗能低、使用方便等优点，在邮电通信、航空航天、仪器仪表、工业设备、医疗器械、家用电器等领域应用效果显著。

有关MOSFET的Q(Qgs,Qgd),C(Ciss,Crss,Coss),开关时间(tr,tf)发布时间：2009-3-23希望大家能对MOSFET中Q(Qgs,Qgd),C(Ciss,Crss,Coss),开关时间(tr,tf)的关系各抒己见，以及在设计中如何考虑，运用这些参数。

1).t0 时刻起，栅-源极间的电容开始充电，栅-源电压开始上升。

在栅-源电压上升到栅极阈值电压VGS(th) 之前，漏极没有电流流过。

2）t1 到t2期间，栅-源极间的电容继续充电，栅极电压继续上升，漏极电流同时开始上升。

只要实际的漏极电流仍然朝着ID的方向增加，飞轮二极管就将处于导通状态，它两端的电压维持在较低电位，那么待测器件(DUT)两端的电压实际上就是整个电路的电压VDS。

3）t2时刻，漏极电流达到ID，飞轮二极管截止；漏极的电位不再依赖供电电压VDS。

漏极电流保持在电路决定的恒定值ID，漏极电压开始下降。

由于DUT固有的转移特性，栅极电压不可避免的和漏极电流相关。

因为漏极电流恒定，栅极电压也保持恒定。

因此，从t2时刻起，由于栅-源极电压不变，栅-源极间的电容不再进一步消耗电荷。

驱动电流全部转向“米勒”电容CGD，驱动电路的电荷完全用于给“米勒”电容放电。

4）t3时刻，漏极电压降到等于RDS(on)ID。

栅极电压不再受器件转移特性的约束与漏极电流相关，而是可以自由地增大。

t3 时刻开始，栅极电压就是这么自由地增大。

直到t4 时刻，栅极电压等于栅极驱动电流源“背后”的电压。

栅-源极电压在示波器上波形图的时间刻度直接与驱动电路供给的电荷成正比。

因为电荷等于电流和时间的乘积，而电流在整个时序里都保持不变。

因此，t0 到t1 的时间长度代表栅-源极间电容消耗的电荷Qgs1 ；t2 到t3的时间长度代表栅-漏极间电容或者称“米勒”电容消耗的电荷Qgd 。

t3 时刻的全部电荷是开关给定电压VDS 和电流ID 所需要的电荷。